文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A
DOI：10.16157/j.issn.0258-7998.181382
中文引用格式： 王達(dá)，邵如平，董飛駒. 基于SVM的不平衡電網(wǎng)下VIENNA整流器性能優(yōu)化[J].電子技術(shù)應(yīng)用，2019，45(1)：114-117.
英文引用格式： Wang Da，Shao Ruping，Dong Feiju. Performance optimization of VIENNA rectifier based on SVM under unbalanced grid[J]. Application of Electronic Technique，2019，45(1)：114-117.
0 引言
隨著開關(guān)器件的發(fā)展，供電系統(tǒng)的電能質(zhì)量問題日益突出。為了滿足國際組織起草的諧波標(biāo)準(zhǔn)，高性能的VIENNA整流器得到了廣泛的應(yīng)用。對功率密度和電壓應(yīng)力要求較高的電信系統(tǒng)、航空航天和電動(dòng)汽車等領(lǐng)域已成為這類整流器的潛在用戶。
VIENNA整流器由于其單向潮流特性，在不平衡電網(wǎng)下，直流側(cè)引入二次諧波紋波，交流側(cè)引入低階奇次諧波[1]。傳統(tǒng)的控制策略使輸入相電流跟蹤輸入差分電壓分量，從而保持輸入電流和輸入電壓的同步，這種控制策略可以在任何不平衡條件下工作，并且易于實(shí)現(xiàn)，但它不能消除輸入功率紋波[2]。文獻(xiàn)[3]提出了一種基于自然坐標(biāo)系的控制器，取消了乘法器和輸入電壓傳感器，然而，需要將載波信號(hào)和預(yù)控制信號(hào)的幅度調(diào)整為電壓傳輸比，實(shí)現(xiàn)較為困難。文獻(xiàn)[4]利用DDSM直接導(dǎo)出正/負(fù)序分量參數(shù)，在abc坐標(biāo)系中產(chǎn)生電流參考值，既不需要空間矢量調(diào)制，也不需要雙dq變換，大大降低了計(jì)算量；然而當(dāng)網(wǎng)側(cè)輸入嚴(yán)重不平衡時(shí)，輸入電流與輸入電壓矢量之間存在較大角度差，提出的方案失去調(diào)制效果。
本文分析了恒功率控制下的穩(wěn)態(tài)運(yùn)行區(qū)域，在SVM的基礎(chǔ)上采用改進(jìn)型直接同步解耦方法計(jì)算的正/負(fù)序分量參數(shù)，加入功率補(bǔ)償以改善不平衡輸入下工作區(qū)域。電流內(nèi)環(huán)加入死區(qū)控制，選擇最佳占空比，在最短時(shí)間內(nèi)跟蹤所需的參考電流，改善電壓過零點(diǎn)時(shí)出現(xiàn)的畸變現(xiàn)象。
1 不平衡電網(wǎng)下VIENNA整流器數(shù)學(xué)建模
三電平VIENNA整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，整流器輸入電壓由相應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)和輸入電流的極性決定。
根據(jù)輸入電壓電平的不同組合，可以在α-β平面上產(chǎn)生25個(gè)不同的電壓矢量。以區(qū)域Ⅰ為例，如圖2所示。
基于以上分析，如果整流器輸入電壓矢量超過六邊形區(qū)域，整流器將無法工作。在α-β平面中，維也納整流器電壓方程通過Clark變化可寫為：
其中，ua、ub、uc為三相靜止坐標(biāo)系下網(wǎng)側(cè)電壓，uα、uβ為兩相靜止坐標(biāo)系下網(wǎng)側(cè)電壓。
VIENNA整流器在交流側(cè)的動(dòng)態(tài)模型可用以下等式表示：
根據(jù)圖2(b)中幾何關(guān)系，可以得到維也納整流器所需滿足的條件如下：
根據(jù)對稱分量法，不平衡電網(wǎng)電壓包含正序、負(fù)序和零序?qū)ΨQ分量。零序分量對三線系統(tǒng)沒有影響，可以忽略。故三相不平衡電壓可表示如下：
由上述分析可知，若要消除不平衡電網(wǎng)下直流側(cè)電壓中的低頻紋波，令Ps、Pc均為0即可。
2 基于SVM的改進(jìn)型同步網(wǎng)格控制法
傳統(tǒng)的同步網(wǎng)格控制方法利用EPLL對正、負(fù)序電壓分量進(jìn)行解耦，從輸入信號(hào)中產(chǎn)生同相和正交相波形，同時(shí)可以生成不平衡控制方案中所需的諸如振幅Ap、An和頻率。本文采用改進(jìn)型同步網(wǎng)格控制法，直接從三相電壓中提取正負(fù)序電壓分量，避免了復(fù)雜的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換和鎖相環(huán)，大大簡化了控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)和算法，控制策略如圖3所示。文獻(xiàn)[5]提出了一種提取α-β坐標(biāo)系中正負(fù)分量的濾波算法，并采用該算法計(jì)算出正序同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的一階高通濾波器傳遞函數(shù)：
前一狀態(tài)功率參考值為：Sref=P+Q，由第1節(jié)分析可知，為了實(shí)現(xiàn)單位功率運(yùn)行，一般令Q=0，故：
3 死區(qū)控制
傳統(tǒng)的PI控制速度慢，本文在電流內(nèi)環(huán)中采用死區(qū)控制，通過預(yù)測下一個(gè)狀態(tài)電流來推導(dǎo)最佳占空比，降低了因不平衡電網(wǎng)導(dǎo)致的電流波形畸變。
最佳占空比可通過下一個(gè)狀態(tài)電流和電感電流的斜率推導(dǎo)得出。為了方便分析，假設(shè)開關(guān)管均為理想器件，電感電流斜率計(jì)算如下：
4 仿真分析
為了驗(yàn)證提出的控制策略在不平衡電網(wǎng)下的有效性，本文在Saber環(huán)境下搭建了VIENNA整流器仿真模型，同時(shí)加入死區(qū)控制調(diào)節(jié)占空比。
圖4為加入死區(qū)控制和改進(jìn)型同步網(wǎng)格控制下直流側(cè)電壓電流波形。0.15 s時(shí)加入網(wǎng)側(cè)擾動(dòng)，從圖中可以看出，利用所提出的控制策略可以獲得相對較好的電流質(zhì)量和較小的輸出電壓紋波。
5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證
根據(jù)上述理論推導(dǎo)及分析結(jié)果搭建了一臺(tái)5 kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，具體參數(shù)如下：輸入電壓Uin=380 V，輸出電流I0=10 A，開關(guān)頻率fsw=25 kHz，采樣頻率fr=25 kHz，諧振電容
=2 820 nF，濾波電感L=360 μH，數(shù)字控制器采用STM32f407。
如圖5所示，與傳統(tǒng)的控制方式相比，采用死區(qū)控制可以消除輕微不平衡條件下的輸入功率和輸出直流母線電壓的波動(dòng)，通過比較圖5（a）和圖5（b），輸入電流的幅值略微增加，并且負(fù)相移補(bǔ)償了輸入有功功率。從圖6中可以看出，所提出的控制方案對電網(wǎng)不平衡的響應(yīng)非常快，可以根據(jù)工作環(huán)境調(diào)整控制方案，適應(yīng)不同程度的不平衡電網(wǎng)，實(shí)現(xiàn)了在不平衡電網(wǎng)下的穩(wěn)定運(yùn)行。
6 結(jié)論
本文采用改進(jìn)的同步網(wǎng)格控制法分離正、負(fù)序分量，同時(shí)加入功率補(bǔ)償，擴(kuò)大不平衡輸入下穩(wěn)態(tài)運(yùn)行區(qū)域。電流內(nèi)環(huán)采用死區(qū)控制，使得系統(tǒng)可以獲得更快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。所提出的控制方案顯著降低了總算法復(fù)雜度，并有助于減少直流無功分量和總損耗。5 kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證了該控制策略可以在不同程度不平衡電網(wǎng)下穩(wěn)定運(yùn)行。
參考文獻(xiàn)
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作者信息:
王 達(dá)，邵如平，董飛駒
(南京工業(yè)大學(xué) 電氣工程與控制科學(xué)學(xué)院，江蘇 南京211816)