0 引言

    隨著半導(dǎo)體器件的飛速發(fā)展，高性能的整流拓?fù)湟矐?yīng)運(yùn)而生，VIENNA整流器由于其高效的三級(jí)結(jié)構(gòu)而被提出，并廣泛應(yīng)用于電動(dòng)汽車、航空航天等要求功率因數(shù)較高且線路電流諧波失真較低的場(chǎng)合。

    傳統(tǒng)平均電流控制穩(wěn)定性好，電壓外環(huán)用于調(diào)節(jié)輸出電壓，電流內(nèi)環(huán)按電壓外環(huán)輸出的電流指令控制狀態(tài)空間平均電感電流，使電流快速跟蹤電壓相位^[1]。這種控制方案雖然可以獲得單位功率運(yùn)行且總諧波失真較低，但是PI環(huán)節(jié)控制器運(yùn)算量大，導(dǎo)致輸出電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)較差。當(dāng)負(fù)載突增時(shí)，會(huì)導(dǎo)致輸出電壓偏移，甚至系統(tǒng)失穩(wěn)。

    目前，優(yōu)化VIENNA整流器平均電流控制的動(dòng)態(tài)性能的方法主要有以下幾種。文獻(xiàn)[2]提出一種新型的電流前饋平均電流控制模式，推導(dǎo)低通濾波器的增益來(lái)加快電壓環(huán)響應(yīng)，但網(wǎng)側(cè)電壓不穩(wěn)定時(shí)，濾波器的設(shè)置比較困難；文獻(xiàn)[3]采用直接功率控制提高了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能，但是計(jì)算較為復(fù)雜；文獻(xiàn)[4]提出了基于擾動(dòng)觀測(cè)器的前饋控制，在負(fù)載波動(dòng)或是網(wǎng)側(cè)電壓波動(dòng)時(shí)表現(xiàn)出良好的動(dòng)態(tài)性能。

    本文在傳統(tǒng)平均電流控制的基礎(chǔ)上加入前饋控制策略，進(jìn)一步優(yōu)化系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能。提出的前饋控制計(jì)算中需要對(duì)負(fù)載電流采樣，繼而求出前饋?zhàn)兞恐怠Ｍ瑫r(shí)，采用誤差迭代PI算法代替?zhèn)鹘y(tǒng)的PI算法，以實(shí)現(xiàn)電流內(nèi)環(huán)無(wú)靜差調(diào)節(jié)。

1 傳統(tǒng)平均電流模式控制

    圖1為三相VIENNA整流器等效模型，功率器件僅承受一半輸出電壓，為高壓輸出提供了可能。傳統(tǒng)的平均電流控制框圖如圖2所示。圖中，輸出電壓u₀與參考值共同調(diào)節(jié)，經(jīng)過(guò)PI控制器，輸出一個(gè)隨輸出功率變化的項(xiàng)u_m，當(dāng)負(fù)載變化時(shí)，u_m值也相應(yīng)改變，以平衡輸入輸出功率。

    從暫態(tài)到穩(wěn)態(tài)的持續(xù)時(shí)間取決于u_m的變化率。u_m變化率降低會(huì)導(dǎo)致負(fù)載階躍時(shí)系統(tǒng)從失衡狀態(tài)到穩(wěn)態(tài)的持續(xù)時(shí)間較長(zhǎng)。

2 基于前饋控制的平均電流控制

    圖中，Z_eq(s)為等效輸出阻抗，G_ev(s)為PI調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)，G_DSP(s)為延時(shí)模塊，表達(dá)式如下：

2.1 前饋?lái)?xiàng)的求解

    假設(shè)VIENNA整流器工作在單位功率因數(shù)狀態(tài)下，且忽略交流側(cè)電感及整流橋自身?yè)p耗。

    網(wǎng)側(cè)電流表達(dá)式如式(4)所示：

2.2 誤差迭代PI算法

    為了克服傳統(tǒng)PI控制器跟蹤電流參考指令存在穩(wěn)態(tài)誤差的缺陷，電流內(nèi)環(huán)控制采用誤差迭代PI控制算法，保證輸出電流對(duì)參考電流的跟蹤誤差趨于0，以消除靜態(tài)誤差。

    為了推導(dǎo)方便，直接摘錄文獻(xiàn)[9]中的簡(jiǎn)化算法：

式中，i_r(τ)為τ時(shí)刻的輸出電流， e(τ)為τ時(shí)刻的誤差采樣值。繼而，可求得誤差迭代PI算法中輸出到誤差采樣的傳遞函數(shù)：

    由式(15)可見，閉環(huán)系統(tǒng)傳遞函數(shù)的幅值為1，相位移等于0，可以保證系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)無(wú)靜差調(diào)節(jié)。

2.3 前饋控制策略

    將前饋控制引入三相VIENNA整流器，以衰減因負(fù)載階躍導(dǎo)致的電壓u0過(guò)沖，控制方案如圖4所示。

    在不同的擾動(dòng)情況下，前饋?zhàn)兞恐祏_ff[n]可以預(yù)測(cè)u_m的值，減小u₀的偏移。當(dāng)發(fā)生第n次負(fù)載階躍時(shí)，u_ff[n]可由式(16)預(yù)測(cè)：

    然而，當(dāng)u_m0添加到u_ff[n]后將會(huì)導(dǎo)致u_m預(yù)測(cè)出現(xiàn)偏差。為此，在檢測(cè)到負(fù)載階躍時(shí)需要清空u_m0的值，所以在脈沖信號(hào)之前需要添加一個(gè)檢測(cè)模塊。

2.4 負(fù)載階躍檢測(cè)

    本文通過(guò)數(shù)字算法實(shí)現(xiàn)負(fù)載階躍檢測(cè)過(guò)程，如圖5所示。

    該數(shù)字算法流程圖相當(dāng)于一個(gè)滯環(huán)比較器，為了防止預(yù)測(cè)出現(xiàn)偏差，需要保證系統(tǒng)只在負(fù)載階躍的時(shí)刻進(jìn)行檢測(cè)。當(dāng)I₀[n]與I₀[n-1]之間偏差超過(guò)I_s時(shí)，便設(shè)置階躍信號(hào)，同時(shí)輸出I₀[n]。另外，利用計(jì)數(shù)器作為檢測(cè)算法中的計(jì)時(shí)器，開關(guān)頻率為250 kHz，間隔頻率為100倍的開關(guān)頻率。

3 仿真分析

    為了驗(yàn)證所提出的的前饋控制方案的可行性，本文在Saber環(huán)境下搭建了基于前饋控制的VIENNA整流器仿真模型。配置系統(tǒng)的仿真參數(shù)為：網(wǎng)側(cè)交流輸入電壓220 V/50 Hz；輸出電壓360 V；開關(guān)管的開關(guān)頻率250 kHz；濾波電感90 μH；輸入電容225 μF。

    圖6為有前饋和無(wú)前饋?zhàn)饔孟履妇€電壓的瞬時(shí)響應(yīng)波形圖。20 ms時(shí)加入電網(wǎng)波動(dòng)，0.12 s時(shí)加入負(fù)載突變。可見，加入前饋控制系統(tǒng)使得系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能顯著提高。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

    根據(jù)上述控制策略及分析結(jié)果搭建了一臺(tái)基于TMS320F2808數(shù)字處理器的三相VIENNA整流器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。

    圖7為無(wú)前饋控制下，電網(wǎng)電壓從100%→60%→100%，繼而輸出側(cè)功率從2 kW→3 kW情況下輸出測(cè)的響應(yīng)波形。圖8為加入前饋控制情況下響應(yīng)波形。

    從圖中可以看出，與傳統(tǒng)的控制方式相比，帶有前饋補(bǔ)償控制策略的系統(tǒng)能在電網(wǎng)波動(dòng)或負(fù)載階躍時(shí)及時(shí)響應(yīng)，優(yōu)化了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能。

5 結(jié)論

    本文在傳統(tǒng)平均電流控制電壓環(huán)的基礎(chǔ)上加入前饋補(bǔ)償環(huán)節(jié)，電流內(nèi)環(huán)采用誤差迭代PI控制。設(shè)計(jì)負(fù)載檢測(cè)環(huán)節(jié)來(lái)保證只檢測(cè)負(fù)載階躍時(shí)刻。穩(wěn)態(tài)和負(fù)載輕微波動(dòng)的情況下，不會(huì)觸發(fā)負(fù)載前饋計(jì)算。由于計(jì)算過(guò)程僅發(fā)生在暫態(tài)，所以這種控制策略不會(huì)增加計(jì)算復(fù)雜度。仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了加入前饋控制可改善系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能。

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作者信息：

董飛駒，邵如平，王  達(dá)

(南京工業(yè)大學(xué) 電氣工程與控制科學(xué)學(xué)院，江蘇 南京211816)