本文介紹應用于儀器和設備測試的高精度寬頻率功率信號源的設計。傳統的功率信號源一般采用線性電源或模擬控制的功率開關變換電源。隨著高性能DSP控制器的出現，使采用數字化控制的功率開關變換電源作為功率信號源成為可能，這有利于提高系統的集成化水平和控制功能。本文介紹的功率信號源采用工作頻率為150MHz的DSP TMS320F2812控制。并且采用DC/DC和DC/AC兩級聯合調節實現。
1 系統的整體結構
本文介紹的功率信號源可提供輸出電壓從2～100V可變，頻牢從20～l000Hz可變，并且可以在50Hz基頻的情況下疊加基波幅值0～30％的直流分量與2～9次的各次諧波分量。輸出電壓幅值最小可調步長和分辨率為O．1V，輸出電壓頻率最小可調步長和分辨率在20～100Hz時為O．1 Hz，在100～l 000Hz時，為1Hz。在額定工作條件下，在2～100V范圍內，應能連續輸出0．5A的電流，即最大輸出50VA的功率。
為了滿足系統的高精度及輸出電壓和頻率均可變的要求，系統框圖如圖l所示，整個系統由AC／DC、DC／DC和DC／AC三部分組成。由于對輸出功率的要求比較小，所以采用了反激式直流變換電路。DC/AC級采用全橋逆變電路。整個系統的控制是基于TT公司的DSP TMS320F2812。DC／DC環節采用INFINEON公司的ICES2AS01控制，其給定信號Vnf由DSP根據控制要求產生，從而獲得可調的直流電壓Vdc。CC/AC環節由DSP直接進行PWM控制，從而產生所需的功率信號波形。
DSP TMS320F2812的幾個特點：
(1)速度方面 TMS320F2812最高工作頻率為150MHz(30MHz的品振經過倍頻而得到)；
(2)AD精度 TMS320F2812的AD采樣精度可以達到12位：
(3)運算方面 TMS320C2812是32位的定點DSP，可以方便地運行32位與32位的乘法，能滿足高精度與快速計算的要求。
2 控制方案及參數設計
2．1 逆變器建模與控制方案設計
單相全橋逆變器及其雙環控制的結構框圖如圖2所不，Vdc為輸入直流電壓，S1～S4是功率MOSFET管．L為輸出濾波電感，C為輸出濾波電容。其控制環節采用電壓外環電流內環的雙環PID控制。采用輸出電壓與給定電壓進行比較得到誤差電壓，誤差電壓經過PI環后成為電流環的給定，與電流采樣值再進行比較．再經過P環節，蛀后由DSP的PWM環節產生控制信號。由于電感電流等于電容電流和負載電流之和，其中電容電流為輸出電壓的微分，對電感電流進行控制相當于使系統能超前對輸出電壓進行控制，因此能得到更好的動態性能。另外電感電流包含了負載電流，所以又可以對負載起到限流作用。
逆變器輸出電壓的采樣為差分采樣模式，電感電流采樣采用電流霍爾器件。電壓采樣系數為0.0109，則采樣精度為
小于0.lV，(其中，3V是DSP采樣的最大電壓值)滿足系統要求。
根據逆變器的結構框圖可以得到逆變器系統的控制框圖，如圖3所示。其中，
是電壓環PI調節的傳遞函數；K1為電流環P調節參數；Km為PWM環節的有效增益；K1為內環電流環的增益；K2為電壓外環的增益；HSH(S)為零階保持環節，為
由于開關頻率fs較高，即Ts較小，所以近似為
2.1.1 電流內環的參數設計
為了達到較高的精度，在程序設計時將采樣值做Q18的變化，(在DSP里只能進行定點數的計算，Q18是把浮點數轉換為定點數的一個過程)即在原來的基礎上乘以218，在設計參數的時候應該考慮該系數。內環電流環的增益為K1=(1／6)×218=43691，交越頻率取1／5的開關頻率，取開關頻率為100kHz，Vdc取200V計算，則
2．1．2 電壓外環的參數設計
同樣的，外環電壓環的增益為K2=O．0109×218=2857；
取Kvp=O.1，Kvi=3140，即取PI環節補償頻率為5kHz。取開關頻率為100kHz。其離散波特圖如圖4所示。從圖4中可得，系統相位裕量為60°，滿足穩定性要求。
2.2 DC／DC級控制給定設計
本文采用DC／DC和DC／AC兩級聯合凋節，以達到功率信號源的高精度要求。DC／AC級采用雙極性的逆變器凋壓方式，幅度調制比為m=Usm/Ucm
式中：Usm為正弦調制波的幅值；
Ucm為三角載波的幅值。
在雙極極性SPWM調壓方法中，逆變橋的直流母線電壓的利用率為
在深度調制，即m值較小的情況下，uc和u8的交點貼近橫軸，輸出電壓每個載波周期的寬度近于相等，即接近于方波，其輸出諧波的幅值較高，會影響輸出電壓的精度，所以，m值越高越好。同時，為避免由于PWM控制脈波過窄和死區等因素使PWM脈波丟失，m值不宜取的太高。一般情況m取O．9。
當m一定時，根據該式和所要求的功率信號輸出電壓值可計算出DC/AC級的輸入電壓值，并由此給出DC／DC級輸出電壓的給定值。由于在基頻50Hz的情況下，有時需要疊加0～30％的直流分量或者與2～9次的各次諧波，所以輸出電壓幅值作為參考。在不需要疊加的時候，當輸出電壓Vo已給定，則輸出電壓幅值Vom也相應給定，輸入電壓由公式
確定，取m=0.9，則
在疊加直流分量與諧波的時候，當輸出基頻的電壓幅值與所疊加的直流分量或諧波的次數與幅值都給定后，則得到一個輸出電壓的幅值Vom，考慮功率MOSFET的通態壓降等因索，輸入電壓給予一定的裕量，對上述公式進行一定的修正：
考慮輸出電壓的穩定性，設置了一個Vdc的最小值，即當Vom>8V(這里的Vom包括不疊加的與疊加后的)時，Vdc=Vom／0.8，而當Vom
在DSP里，逆變器輸出電壓的給定值是以一個單位正弦表(Q15)乘以一個給定值(Q10)的形式給出的，最終與逆變器輸出電壓的采樣值比較的數是一個Q25的數(即單位正弦表里的數乘以系數225)．所以輸出電壓最小可調步長為
滿足系統要求。
當輸出頻率改變時則調用變頻子程序。由于輸出電壓頻率從20"1000Hz可變，為了達到一定的精度要求，希望開關管的開關頻率盡量高，在這里，采取分段的方式來進行設置，如圖6所示。
采取分段方式設置開關頻率的目的是為了在整個頻率范圍內都有一個較高的開關頻率，以提高精度并易于輸出濾波。表l中給出了不同頻率范圍段的相位精度及最小可調步長。在20～100Hz情況下，最小可調步長小于O．1 Hz滿足系統要求，在100Hz以上最小可調步長小于1 Hz也滿足系統要求。這樣，保證了在輸出電壓頻率范圍變化較大的情況下，開關頻率的變化范圍大概從60"126kHz，取L=1mH，C=0．47μF，截止頻率約為73kHz，對上述開關頻率的范圍都可以達到較好的濾波效果。
3 實驗結果
實驗結果如圖7"圖12所示。
4 結語
本文提出了變頻調壓功率信號源的設計方案．通過TMS320F2812對DC／DC和DC／AC兩級聯合調節，實現了高精度的寬范圍變頻調壓交流電源。