引 言
電磁超聲是一種非接觸式的超聲檢測方法，不需要與被測對象有任何的物理接觸，不需要耦合劑，能夠應用于被測對象處于高溫、高速、粗糙表面的檢測條件下。因為不接觸的特點，所以用來激勵電磁超聲換能器的激勵電源是極其重要的一部分，激勵電源要產生高峰值電流、窄脈寬特點的電脈沖。對于不同的被測物體，采用合適的參數激發電磁超聲，使電磁超聲換能器的電／聲轉換效率最大化，也是提高信噪比的關鍵之一。因此，設計脈沖串頻率、個數、相位均可調的激勵電源是非常必要的。本文設計了一種基于DDS技術的電磁超聲波激勵電源。
1 電磁超聲波激勵源組成
電磁超聲波激勵電源主要包括DDS信號發生電路、脈沖串控制電路、功率放大電路、阻抗匹配電路，如圖1所示。為了方便調節激發脈沖的頻率、相位和控制激發脈沖的個數，上位機與單片機進行串行通訊，用來設定激勵電源的參數，單片機控制DDS芯片AD9850產生頻率為1 kHz～2 MHz的可調方波信號，單片機控制可編程邏輯器件(CPLD)MAX7064完成脈沖串的個數和相位的設定。由于信號發生電路產生的脈沖信號功率較弱，電壓幅值低，不足于驅動VMOS管，在脈沖發生電路與功率放大電路之間加一級驅動電路，對信號進行放大。由信號發生器電路和驅動電路組成控制電路，控制 VMOS管的開通和關斷。在VMOS管電路關斷時，高壓電源通過充電電阻對電容進行充電；當VMOS管導通時，電容、VMOS管以及探頭(包括阻抗匹配電路)形成放電回路，使得在探頭兩端能夠得到高峰值的窄脈寬電脈沖。
為了使電／聲轉換效率達到最大化，在功率放大電路與換能器之間增加了阻抗匹配電路，由阻抗匹配變壓器和電容組成。功率放大電路采用半橋功率放大方式，其中，功率開關使用MOSFET模塊。
2 激勵源硬件實現
2．1 DDS原理及電路信號發生電路
為了得到最佳的電／聲轉換，激勵頻率應當與探頭的諧振頻率一致，因此要求控制信號的頻率可以靈活改變。采用單片機和直接數字頻率合成(DDS)技術來設計信號發生器電路。DDS技術是一種采用數字控制信號的相位增量技術，具有頻率分辨率高，穩定性好，可靈活產生多種信號的優點。基于DDS的波形發生器是通過改變相位增量寄存器的值 △phase(每個時鐘周期的度數)來改變輸出頻率的。每當N位全加器的輸出鎖存器接收到一個時鐘脈沖時，鎖存在相位增量寄存器中的頻率控制字就與N位全加器的輸出相加。在相位累加器的輸出被鎖存后，即作為波形存儲器的一個尋址地址，該地址對應波形存儲器中的內容就是一個波形合成點的幅度值，然后經D／A 轉換變成模擬值輸出。當下一個時鐘到來時，相位累加器的輸出又加一次頻率控制字，使波形存儲器的地址處于所合成波形的下一個幅值點上。最終，相位累加器檢索到足夠的點就構成了整個波形。DDS的輸出信號頻率由式(1)計算：
式中：Fout為輸出頻率；△phase為頻率控制字；FCLK為參考頻率。
DDS的頻率分辨率定義為：
式中：△Fout為頻率分辨率。
由于基準時鐘的頻率一般固定，因此相位累加器的位數決定了頻率分辨率，位數越多，分頻率越高。以單片機STC89C516為控制核心，采用并行輸入的方式實現對AD9850控制字的寫入，通過上位機串行通訊控制方波的頻率。AD9850的輸入時鐘采用50 MHz有源晶振，輸出頻率范圍可從幾赫茲到幾兆赫茲，但是整個系統的輸出頻率范圍由后級功率放大電路中一些時間常數決定，所以頻率范圍為1 kHz～2 MHz可調。將單片機的P1口連接到AD9850的并行輸入口，P3．6和P3．7完成單片機對AD9850的輸入／輸出控制。AD9850控制字寫完之后，便由IOUT輸出相應頻率的正弦波信號。為了使輸出頻率不受高頻斜波的干擾，選用兩級丌型LC低通濾波器，其動態范圍帶寬為0～40 MHz，將純凈的正弦波送AD9850的比較器端口，最終由QOUT輸出方波。DDS信號發生電路圖如圖2所示。
2．2 脈沖串控制電路
為了調節電磁超聲的諧振點，要求控制信號的個數可以靈活改變，由于電磁超聲換能器 (EMAT)采用了電磁鐵，這就要求激勵源的相位應與電磁鐵的50 Hz工頻相位相一致，并能在0～180°之間做出調整。采用單片機控制可編程邏輯器件(CPLD)，在CPLD內部完成對脈沖串個數和相位的控制。最終由上位機與單片機通訊產生頻率、個數、相位均可調的脈沖串。將單片機的P0，P2口分別與CPLD連接作為地址和數據接口，P3．4，P3．5作為控制端口，當單片機將脈沖串的個數和相位寫入CPLD后，便輸出HO，LO兩路互補單極性方波信號。
2．3 功率放大電路和阻抗匹配電路設計
為了增大電磁超聲波的強度，需將激勵信號的功率進一步放大。根據電磁超聲波的強度與電流的平方成正比，可利用功率放大電路實現信號電流的放大。
功率放大電路采用大功率管(MOSFET)組成半橋功率放大電路。MOSFET具有開關速度快，可承受高壓，且高頻特性好，輸入阻抗高，驅動功率小，無二次擊穿問題等特點。柵極驅動的要求是觸發脈沖有足夠快的上升和下降速度。要使功率MOSFET充分導通，觸發脈沖的電壓要高于功率MOSFET的開啟電壓。MOSFET管的類型很多，如STW15NB50，IRF840等。在該設計中選用STW15NB50，其最短開通時間為24 ns，關斷時間為15 ns，漏源電壓VDS可達到500 V，峰值脈沖電流58 A，能夠滿足設計要求。
圖3為半橋功率放大電路，R1，R2為橋平衡電阻；C1，C2為橋臂電容；D1，D2為橋開關吸收電路元件。其工作原理如下：兩個反相的方波激勵信號分別接到兩個開關管的基極，當HO為高電平，LO為低電平時，Q1導通，Q2關閉，電流通過Q1至變壓器初級向電容C2充電，同時C1上的電荷向Q1和變壓器初級放電，從而在輸出變壓器次級感應一個正半周期脈沖電壓；當HO為低電平，LO為高電平時，Q2被觸發導通，Q1關閉，電流通過電容C1和變壓器初級充電，而C2的電荷也經由變壓器初級放電，在變壓器次級感應一個負半周期脈沖電壓，從而形成一個工作頻率周期的功率放大波形。由于功放管工作在伏安特性曲線的飽和區或截止區，集電極功耗降到最低限度，從而提高了放大器的能量轉換效率，使之可達80％以上。
MAX4428，IRF系列的驅動芯片或由三極管組成的放大電路均可用于驅動MOSFET管。但是，MAX4428和其他一些集成驅動芯片的驅動頻率一般只能達到200 kHz左右，而本設計采用三極管如圖4連接，驅動電路頻率可以達到2 MHz左右，輸出無雜波且成本低，能夠成功地驅動MOS管的開／斷。
為了使輸出的瞬時功率最大，需要對探頭的阻抗進行匹配。在功率放大輸出端加補償阻抗，使整個電路的感抗和容抗相抵消，發射的功率最大，電能轉換成聲能的效率最高，匹配電路如圖3虛線框中所示，半橋逆變輸出經傳輸線變壓器耦合后通過電容連接到換能器上。傳輸線變壓器由雙絞線和磁環組成，電路中脈沖串發射頻率在1 MHz時激勵源輸出阻抗為50 Ω；由于被測工件也屬于換能器的一部分，所以在對探頭阻抗進行測量時，應將探頭置于工件表面，若測得負載阻抗為500 Ω，則雙絞線匝數應為10左右。
經過調諧匹配，換能器在電磁超聲功率源驅動下達到諧振。圖5為采集的換能器的激勵電壓波形。可見獲得了頻率為純凈的正弦波，在外接電壓為100 V時，其峰一峰值接近100 V。
3 激勵源軟件設計
軟件設計主要是對單片機進行編程，實現與上位機通訊、控制CPLD的輸出、調節AD9850輸出頻率等。程序流程如圖6所示。
4 結 語
采用DDS技術和單片機控制技術的電磁超聲激勵電源硬件結構簡單，編程控制也比較方便。與傳統的模擬信號發生器相比，頻率精度高，相位精確可控，從而改善了探傷效果，便于整套設備的數字化控制和操作，并減小了設備的體積和重量。