1 引言
目前家用電器的功率前級多采用二極管全橋整流方式，這會造成電網(wǎng)諧波污染，功率因數(shù)下降，無功分量主要為高次諧波，其中三次諧波幅度約為基波幅度的95％，五次諧波幅度約為基波幅度的70％．七次諧波幅度約為基波幅度的45％。高次諧波會對電網(wǎng)造成危害，使用電設(shè)備的輸入端功率因數(shù)下降，而且產(chǎn)生很強的電磁干擾(EMI)，對電網(wǎng)和其他用電設(shè)備的安全運行造成潛在危害。
有源功率因數(shù)校正電路(Active Power Factor Corrector，APFC)可將電源的輸入電流變換為與輸入市電同相位的正弦波，從而提高電器設(shè)備的功率因數(shù)，減少對電網(wǎng)的諧波污染。理論上，降壓式(Buck)、升壓式(Boost)、升／降壓式(Boost-Buck)以及反激式(Flyback)等變換器拓撲都可作為APFC的主電路。其中，Boost APFC是簡單電流型控制，功率因數(shù)值高，總諧波失真小，效率高，但輸出電壓高于輸入電壓，適用于75～2 000 W功率電源，應用廣泛。因為升壓式APFC的電感電流連續(xù)，儲能電感可作為濾波器抑制射頻干擾(RFI)和EMI噪聲，并防止電網(wǎng)對主電路的高頻瞬態(tài)沖擊．電路有升壓斬波電路，輸出電壓大于輸入電壓峰值，電源允許的輸入電壓范圍擴大，通常可達90～270 V，提高電源的適應性，且升壓式APFC控制簡單，適用的功率范圍寬。因此，這里提出了一種基于Boost電路拓撲，以TDA16888為控制核心的2 kW有源功率因數(shù)校正電路，該電路可將功率因數(shù)提高到O．99以上。
2 Boost APFC電路原理
常用于實現(xiàn)Boost APFC的控制方法有以下3種：
(1)電流峰值控制 開關(guān)頻率固定，工作在電流連續(xù)模式(CCM)下，采用Boost電路結(jié)構(gòu)，通過檢測開關(guān)電流控制。該方法電感電流的峰值(控制的基準)對噪聲敏感，容易產(chǎn)生控制誤差。
(2)電流滯環(huán)控制 開關(guān)頻率可變，工作在CCM下，采用Boost電路結(jié)構(gòu)，通過檢測電感電流控制。該方法的負載大小對開關(guān)頻率的影響較大，由于開關(guān)頻率的變化幅度大，設(shè)計輸出濾波器時，需按最低開關(guān)頻率考慮，故難以得到體積和重量最小的設(shè)計。
(3)平均電流控制 開關(guān)頻率固定，工作模式任意，通過檢測電感電流控制，需要放大電流誤差信號。這種方法的工頻電流的峰值是高頻電流的平均值，高頻電流的峰值比工頻電流的峰值更高，總諧波畸變(THD)很小，對噪聲不敏感，電感電流峰值與平均值之間的誤差小，可工作于CCM和DCM模式下，適合于任何拓撲。
綜合考慮，本設(shè)計采用電壓電流雙閉環(huán)的平均電流控制模式，圖1為其原理圖。
圖1中，檢測到電感電流iL，則得到信號iLR1，將該信號送入電流誤差放大器CA中，電流基準值由乘法器輸出z，乘法器有兩個輸入，一個為x，是輸出電壓Vo/H與基準電壓Vref之間的誤差信號；另一個輸入y，為電壓DC的檢測值VDC/K，VDC為輸入正弦電壓的全波整流值。
平均電流法的電流環(huán)調(diào)節(jié)輸入電流平均值，使其與輸入整流電壓同相位，接近正弦波形。輸入電流信號被直接檢測，與基準電流比較后．其高頻分量的變化通過電流誤差放大器，被平均化處理。放大后的平均電流誤差與鋸齒波斜坡比較后，給開關(guān)Tr驅(qū)動信號，并決定其占空比，從而迅速而精確地校正電流誤差。由于電流環(huán)具有較高的增益一帶寬(gain-banelwidth)，使跟蹤誤差產(chǎn)生的畸變小于1％，容易實現(xiàn)接近于1的功率因數(shù)。校正后的輸入電壓Vi、電流ii的波形如圖2所示。
3 APFC電路設(shè)計
這里采用Siemens公司的PFC控制器件TDA16888設(shè)計APFC電路。設(shè)計的主要指標參數(shù)有：交流輸入電壓為90～220 V；直流輸出電壓為380 V；輸出功率高于2 kW；功率因數(shù)大于0．99；變換器效率高于90％。Boost APFC電路原理圖如圖3所示。
主回路采用Boost電路結(jié)構(gòu)，主要由電感L2，二極管VD1、VD2，開關(guān)管VQ1，輸出主線濾波電容C14組成。輸入電路由濾波電感L1、濾波電容C1、整流橋B1、壓敏電阻R4、熱敏電阻R1組成。L11和C3構(gòu)成濾波網(wǎng)絡(luò)。控制電路由TDA16888及其外部元件組成，外圍電路包括電流檢測電路(由R9組成)，輸入電壓取樣電路(由R6、R7組成)，輸出電壓反饋電路(由R17、R18、R19和R20組成)，反饋回路為PI控制器，電壓環(huán)PI控制器由C9、C10、R24組成，電流環(huán)PI控制器由C6、C7、R22組成。控制器工作頻率由電阻R26決定，R26值越大，則其工作頻率越小，R26取值51 kΩ，工作頻率為100 kHz。
根據(jù)功率要求，功率電路的功率器件選擇如下：Boost電感L2取值470μH；開關(guān)管VQ1為IRFP460，其主要參數(shù)為：漏-源極最小擊穿電壓500 V，漏-源極的最大導通電阻為O．27 Ω，最大導通電流20 A；整流二極管VD1選取肖特基二極管STFA806，其主要參數(shù)為：反向工作電壓600 V，正向平均工作電流8 A。輸出電容C14取值2 200μF／450 V。
4 試驗結(jié)果
在負載為2 kW時PFC電路的工作波形如圖4～圖5所示。圖4為交流輸入端電壓、電流波形及電流諧波分析，圖中交流輸入端電壓波形通道為4、電流波形通道為3，電流的諧波分析結(jié)果為D。由圖4可看出，加入PFC電路后，交流輸入電流波形由窄脈沖變?yōu)檎也ǎc輸入電壓同相，Boost變換器近似為純電阻，輸入電流總諧波量為4．5％。圖5為開關(guān)驅(qū)動波形與電路的輸入電流波形。示波器通道1為開關(guān)管的驅(qū)動波形．通道2為輸入電流波形，由圖5可見，輸入電流經(jīng)有源功率因數(shù)校正器的校正后，波形幾乎達到標準的正弦波，使用單相功率表(DB3-PF01)測得功率因數(shù)超過0．99，達到設(shè)計要求。在輸入電壓的整個范圍內(nèi)及負載變化的情況下也得到類似結(jié)果。
5 結(jié)論
通過試驗看出，采用電壓電流雙閉環(huán)的平均電流控制模式原理能夠?qū)崿F(xiàn)電器設(shè)備的功率因數(shù)校正。在某變頻空調(diào)控制系統(tǒng)增加該功率因數(shù)校正電路后，系統(tǒng)的功率因數(shù)明顯提高，在保持原輸出功率不變的情況下，主回路的濾波電容由原來的3 000μF下降為2 200μF，功率模塊額定電流下降約70％，從而提高了元件的利用率。同時，系統(tǒng)的EMC指標也得到改善，達到GB4343-1995和GB17625.1-1998所規(guī)定的標準。該設(shè)計原理也適用于其他同類型APFC控制器件的電路實現(xiàn)，具有廣泛的工程參考價值。