0 引言

    近年來，開關變換器在軍事、工業、農業等各個領域的應用越來越廣泛，但其存在一個由非線性特性帶來的功率因數低等缺陷^[1]。較低的功率因數會給電網和電力設備造成很大的損壞^[2]。隨著非線性負載使用日益廣泛，改善電能質量越顯重要^[3]。

    針對這一問題，國際電工委員會制定了IEC61000-3-2標準，對注入電網的諧波電流提出了限制要求。對于一些特殊工業產品，比如照明設備等，需要滿足更加苛刻的IEC61000-3-2的C類標準^[4]。

    對于各種功率因數校正電路的優劣性，文獻[5]分析比較了BOOST電路在不同工作模式下的結果。文獻[6]分析了雙BOOST功率因數校正電路和BOOST功率因數校正電路的優劣性。文獻[7]中對比分析了BOOST電路和交錯并聯BOOST電路的特性。文獻[8]在此基礎上分析比較了BOOST電路、交錯并聯BOOST電路、移相半橋BOOST電路、無橋交錯并聯BOOST電路以及無橋諧振交錯并聯BOOST電路的優劣性和適用場合。文獻[9]則是比較了多種CUK電路在功率因數校正場合的應用。

    本文分析了BOOST和SEPIC兩個單級功率因數校正電路，在相同的輸入電壓范圍以及相同的負載功率等級情況下，分析比較兩個電路功率因數、電流諧波、電路效率和輸出電壓紋波系數幾個方面的特性，為實際應用中單級功率因數校正電路的選取提供了依據。

1 電路工作模式

    由于在中大功率場合功率因數校正電路一般工作在CCM（Continuous Conduction Mode）模式下，并且SEPIC電路在DCM模式下電流自動跟隨電壓，不需要特殊的設計，所以本文以CCM模式為研究背景。CCM模式下，SEPIC和BOOST電路工作模式都可分為兩種情況：開關管導通時和開關管關斷時。SEPIC電路工作時的等效電路見圖1和圖2。

    開關管關斷時，電感L₁電感L₂都通過二極管D向負載放電，放電電流為式(4)和式(5)。此時，二極管D導通，輸入端通過二極管向負載供電。二極管的電流i_D為電感L₁和L₂上的電流。為了保證電路工作在CCM模式下，電感電流不能下降到零，也就是說開關管關斷時，二極管D不能關斷。BOOST電路工作模式與SEPIC類似，這里不再介紹。

2 參數計算

2.1 CCM模式電感設計

    SEPIC電路中，為了保證電感電流工作在連續電流模式下，占空比D應該滿足下式。

    其中，L_eq為等效電感值，R為最小負載電阻。可以得出L_eq應滿足式(9)。

2.2 電容值設計

    SEPIC電路的輸出存在二倍線電壓頻率的紋波電壓，輸出二極管上的電流平均值為：

3 實驗部分

3.1 對比實驗

    這部分從實驗角度對BOOST和SEPIC功率因數校正器的性能進行了對比分析。兩個電路均工作在CCM模式下，MOS管的開關頻率都是100 kHz，并且兩個校正器的功率等級相同，所以具有可比性。兩個電路中元件具體參數見表1。所有電壓波形是通過KEYSIGHT N2791A電壓探頭測得，電流波形是通過CP0030A電流探頭測得，功率因數值由遠方PF9800功率分析儀測得。

    滿載時輸入電壓分別為110 V和220 V時，輸入電壓和電流波形如圖3所示。

    從圖3可以看出，兩個電路在110 V和220 V輸入時都能達到功率因數校正的效果，并且輸入電流波形接近正弦，PF值較高。具體的PF值見圖4。

    由圖4可以看出，SEPIC電路無論是在滿載、2/3載還是1/3載時，所得到的功率因數普遍在0.99以上，最高可達0.998。而BOOST電路在滿載和2/3載時功率因數的校正效果較好，在1/3載時，隨著輸入電壓的升高，PF值下降得較快，這是由于當負載減輕時，輸入電流會相應地減小，BOOST電感電流可能會出現不連續導通的情況，從而電路工作在CCM和DCM混合導通的模式下。而SEPIC電路工作在DCM時輸入電流自動跟隨輸入電壓，所以負載減輕時對功率因數的影響不是很大。實測BOOST電路最小PF值為0.953。

    實測BOOST電路在滿載、2/3載和1/3載時的THD值分別為2.78%、3%和4.92%。SEPIC電路分別為6.08%、10.06%和9.01%。SEPIC電路在滿載時，各次諧波所占比例均比BOOST電路大，但是在負載變輕時，SEPIC電路二次和三次諧波比例有所上升，但是其他各次諧波比例均呈現下降的趨勢。而BOOST電路的各次諧波比例均隨著負載的變輕呈現上升的趨勢，尤其是高次諧波的上升趨勢較為明顯。這是由于SEPIC電路包含兩個電感，非線性度比BOOST電路要大，所以對電流的阻礙作用要比BOOST電路明顯，從而導致了THD要大一些。經測試驗證，所設計的兩個電路都達到了IEC61000-3-2A類、B類和C類標準。

    BOOST電路以及SEPIC功率因數校正電路的效率和輸出電壓紋波系數見圖5所示。

    由于SEPIC電路中輸出電流大小等于兩個電感電流的和，并且兩個電感的上升和下降時刻剛好相反，所以其中有一部分電流相抵消了，由圖5可以看出，SEPIC電路的輸出電壓紋波在相同的負載的情況下明顯比BOOST電路的輸出電壓紋波小。實測SEPIC功率因數校正電路輸出電壓紋波系數最小為1.23%，BOOST功率因數校正電路最小為2%。所以，SEPIC功率因數校正更適用與對輸出電壓波動要求較高的場合。但正是由于SEPIC電路包含兩個電感，并且MOS管上的電壓為輸入電壓與輸出電壓的和，而BOOST電路MOS兩端電壓為輸出電壓，從而使得SEPIC電路的整體效率相比于BOOST電路來說要略低一點，所以BOOST功率因數校正電路更適用于對電路整體效率要求較高的場合。

3.2 實際應用分析

    從上文實驗結果分析可以看出，SEPIC功率因數校正電路的功率因數要高于BOOST電路，并且輸出電壓紋波系數小，更適用與對功率因數和輸出電壓紋波要求較高的場合，比如LED驅動電源。這個部分以LED驅動電源為例，驗證上文分析的正確性。LED驅動器原理圖見圖6。

    SEPIC LED驅動器采用雙閉環控制，外部電壓環輸出作為內部電流環輸入，在實現功率因數校正的同時也達到了穩定輸出電流的目的。實測滿載時SEPIC LED驅動器功率因數為0.995，輸出電流紋波系數為3.16%。實驗結果見圖7，實驗結果表明，SEPIC功率因數校正電路應用于LED驅動電源時可以很好地達到功率因數校正的目的，并且可以滿足LED對電流紋波的嚴格要求。

4 結語

    本文通過分析，設計了BOOST和SEPIC兩款單級功率因數校正器。在相同的功率等級，相同的輸入電壓范圍以及相同的開關頻率的情況下比較兩個轉換器的優缺點。通過比較發現，BOOST功率因數校正電路整體效率較高，并且在負載變化時THD值可以維持在一個較低的水準。所以，BOOST功率因數校正電路更適合用于對電路體積和效率要求較高的場合，如UPS電源和弧焊電源等。而SEPIC功率因數校正電路相比于BOOST而言可以達到更高的功率因數，并且在負載變化時功率因數比較穩定。同時，SEPIC電路的輸出電壓紋波系數要明顯低于BOOST電路。所以SEPIC功率因數校正電路更適合于對功率因數和輸出電壓紋波要求較高的場合，如LED驅動電源等。因此，在實際應用中，選擇一個更適合具體應用場合的功率因數校正電路需要考慮各方面的因素，應根據不同的需要來選擇在一些方面表現出更好特性的電路。

參考文獻

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[9] 秦青.多種CUK電路在功率因數校正應用中的比較[J].通信電源技術，2008(6)：69-71.

作者信息：

沈黎韜，陶雪慧，楊  斌

（蘇州大學 城市軌道交通學院，江蘇 蘇州215131）