0 引言

    變換器作為能量轉換與傳遞裝置，其效率和性能受到廣泛關注和研究。反激變換器（見圖1（a））結構簡單，被廣泛用于輸出功率P_o≤100 W工況^[1-5]。然而，轉換效率η_e較低，并且開關管必須承受來自變壓器的漏電感L_lk1產生的高壓應力。

    非對稱半橋（Asymmetrical Half-Bridge，AHB）變換器（見圖1（b））常用于功率要求100 W≤P_o≤500 W^[2-9]的工況。AHB克服了反激變換器變壓器的漏電感L_lk1產生的高壓應力缺陷，開關管S₂的斷態電壓被鉗位到輸入電壓V_IN。AHB變換器實現了開關S₁和S₂的零電壓開關(Zero Voltage Switch，ZVS)，因此轉換效率η_e得到提高^[6-7]。但是，寬功率輸出時，二極管D₁和D₂的占空比丟失增加。另一個問題是漏電感L_lk1與D₁和D₂的寄生電容構成諧振，從而引起電壓振鈴問題。

    帶倍壓器結構的AHB變換器（見圖1（c）），具有與AHB變換器相同的初級電路，但次級電路采用倍壓器結構。倍壓器將D₁和D₂的電壓鉗位到輸出電壓V_o來抑制AHB的電壓振鈴的問題，因此二極管的電壓應力減小。由于消除了占空比丟失，因此帶倍壓器結構的AHB變換器具有比AHB變換器高的轉換效率η_e。但是，該變換器輸入電壓V_IN范圍較小^[8-10]。

    本文提出一種低應力高效非對稱半橋變換器，采用帶電感Lf的倍壓器結構，變壓器次級繞組采用不平衡結構，增加輸入電壓VIN的范圍（330 V≤V_IN≤440 V）；同時實現了開關管的低電壓和電流應力，整流二級管的低電流應力；輸出功率在10～100 W之間時，效率η_e在90%～96%之間。所提變換器結構見圖1（d）。

1 所提變換器工作機理分析

    所提變換器的初級與AHB變換器的初級相同。次級采用帶有L_f的倍壓器結構，有利于實現開關管S₁和S₂的ZVS，同時實現輸出濾波。由于D₁和D₂沒有續流電流流過，因此占空比丟失問題得到有效抑制；電感器L_f和C₁，C₂構成諧振，實現D₁和D₂的精準ZVS，有利于效率提高。本文變換器工作模式如圖2所示，工作波形見圖3。

    具體工作模式如下：

    t₀<t<t₁階段(見圖2(a))，在此期間，當t=t₀時，S₂關斷，變換器進入死區。在此期間，電容C_S2從0 V充電到V_IN，電容C_S1從V_IN放電到0 V。當i_D2逐漸減小到0 A時，該模式結束，從而實現D2的零電流關斷（Zero Current Switch，ZCS）。

    t₁<t<t₂階段（見圖2(b)），在此期間，流過L_m的電流保持原有的方向，二極管D_S1導通，隨后S₁導通。此期間，D₁導通，i_D1開始流動。通過對L_m應用伏秒平衡得出C_B的端電壓V_CB=DV_IN。

    流過L_m的電流i_m為：

    t₂<t<t₃階段（見圖2(c)），在此期間，在t=t₂之前S₁閉合，當i_m=-i_pri時，D_S1在t=t₂時關斷，其中i_pri是通過理想變壓器初級繞組的電流。與式（2）相同的i_D1對C₁充電；能量從輸入端傳輸到輸出側。當S₁關斷時，此模式結束。

    t₃<t<t₄階段（見圖2(d)），在此期間，當t=t₃時，S₁關斷，S₂保持關斷狀態，因此變換器進入死區時間間隔。C_S2從V_IN放電至0 V，C_S1從0 V充電至V_IN。當充電和放電過程完成時，該模式結束。

    t₄<t<t₅階段（見圖2(e)），在此期間，i_D1在t=t₄處開始減小，并且存儲在L_f中的能量被傳送到C₁。對于t₄<t<T_S+t₁，L_m兩端的電壓V_Lm=-V_CB，S₂的體二極管D_S2導通， L_f兩端的電壓為-(n₁DV_IN+V_C1)，所以i_D1可以表示成：

    當i_D1=0 A時，該模式結束，其持續時間短，因為存儲在L_f中的能量小。

    t₅<t<t₆階段（見圖2(f)），在此期間，D₁關斷，D₂導通，D_S2仍導通。S₂在t>t₅時接通。當L_f與C₁和C₂諧振時，流經D₂的電流i_D2為：

    t₆<t<t₇階段（見圖2(g)），當t<t₆時S₂導通，當i_m=-i_pri時，D_S2在t=t₆時關斷。存儲在L_m中的能量被傳遞到輸出端并且i_m減小。當i_m<0 A時存儲在L_f中的能量被傳送到輸出端。i_D2同式（4）。當S₂關斷時，此模式結束。

    所提變換器設計為具有n₁<n₂，在V_C1≈V_C2≈V₀/2狀態下操作。依據在D₁導通的(D+α)T_S時間段和D₂導通的(1-D-α)T_S時間段內V_Lf(t)的平均電壓應該為0 V的條件，得出變壓器的匝數比n₁和n₂為：

2 關鍵參數設計

    （1）正向電感L_f

    i_D2(t)的平均值等于I_O，因此由式(4)可得：

3 實驗結果

    構建了所提變換器實驗平臺，測試了反激變換器、AHB變換器以及帶倍壓器的AHB變換器，并進行功率和應力等性能的比較分析。

    在P_o=100 W下測得所提變換器的D₁和D₂的電壓和電流波形(見圖4（a）)，常規AHB變換器(見圖4（b）)和帶倍壓器結構的變換器(見圖4（c）)。所提變換器比其他AHB變換器電壓振鈴少得多，并且沒有AHB變換器具有的占空比損耗。

    當V_IN=390 V、V_O=142 V和P_o=10-100 W時測量得AHB變換器、帶倍壓AHB以及所提變換器的功率轉換效率η_e與輸出功率P_o的曲線（見圖4（d））。反激變換器隨著輸出功率P_o的減小開關損耗不斷增加，η_e迅速下降；AHB變換器存在占空比丟失，所以效率較低；所提出的變換器具有最高的η_e，因為它沒有占空比丟失，并且開關管和二極管實現了精準軟開關技術。帶倍壓結構的AHB的η_e非常接近于所提出的變換器，但有占空比丟失，并且L_m有直流偏移電流。

    在V_IN=390 V、V_o=142 V、P_o=100 W和D=0.31時，將所提變換器、帶倍壓的AHB、常規AHB進行了應力測試(見表1)。所提變換器的D2的電壓應力被測量為240 V，而AHB變換器的電壓應力為830 V。帶倍壓的AHB在S₁和S₂上比其他變換器具有更高的電流應力，因為其次級中沒有使用諧振。由表1可以看出所提變換器的開關管S₁、S₂電壓和電流應力較低，D₁、D₂電流應力也較低，但所提出的變換器變壓器次級不對稱設計(n₁<n₂)，所提變換器的D₂的電壓應力比帶倍壓的AHB變換器的電壓應力高約50％。

4 結語

    所提非對稱半橋變換器在較寬范圍功率輸出時仍具有高效率η_e。通過在次級電路中采用正向電感器L_f解決了AHB變換器中的電壓振鈴和占空比損失的問題。所提變換器的開關管S₁、S₂電壓和電流應力較低，D₁、D₂電流應力也較低，但由于所提變換器變壓器的次級不對稱設計（n₁<n₂），D₂電壓應力略高。

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作者信息:

姚月琴1，魯正楷2

（1.鹽城工業職業技術學院 機電工程學院，江蘇 鹽城224005；2.西北工業大學 自動化學院，陜西 西安710129）