隨著控制理論和電力電子以及永磁材料的發展，永磁推進電機被廣泛用于各種變速驅動場合，這主要是因為永磁推進電動機具有結構簡單、運行可靠、體積小、重量輕以及具有較高的效率和功率因數等優點。
傳統的永磁同步電機調速系統一般采用雙閉環系統，外環的速度控制一般可以實現數字控制，而內環的電流控制一般不容易實現數字控制，這主要是因為電機的電氣時間常數比較小，對電流控制的實時性要求很高，一般的微處理器很難滿足要求。但是隨著電力電子技術和微處理器技術的發展，特別是TI公司針對電機控制而推出的DSP-F240為實現全數字控制提供了比較現實的手段。DSP-F240主要由CPU、片內RAM和可編程FLASH ROM、事件管理器、片內周邊接口等部分組成，它的工作頻率比較高，一般要大于20MIPS,并且片上集成了很多面向電機控制的外圍設備，使得整個系統的實現相對比較容易。本文介紹以TMS320LF2407ADSP為核心的永磁同步電機推進系統的硬件結構和軟件流程，并對該套方案進行了Matlab/Simulink仿真和低速運行實驗。
1 永磁同步電動機的矢量控制策略
矢量控制理論是由F.Blaschke于1971年提出的，其基本原理是：在轉子磁鏈dqO旋轉坐標系中，將定子電流分解為相互正交的兩個分量id和iq其中id與磁鏈同方向，代表定子電流勵磁分量，iq與磁鏈方向正交，代表定子電流轉矩分量，用這兩個電流分量所產生的電樞反應磁場來等效代替原來定子三相繞組電流ia、ib、ic所產生的電樞反應磁場，即進行Park變換：
式中：γ為轉子位置角，即轉子d軸領先定子a相繞組中心線的電角度。然后分別對id和io進行獨立控制，即可獲得像直流電機一樣良好的動態特性。表面凸出式轉子結構的永磁同步電機d、q軸電感基本相同，因而其電磁轉矩方程為：
式中：pn為轉子極對數，Ψf為永磁體產生基波磁鏈的有效值。
為使定子單位電流產生最大轉矩，提高電機的工作效率，本文選用最大轉矩/電流矢量控制，由式（2）可知，對于表面凸出式轉子結構的永磁同步電機，可令id=0,通過調節iq來實現轉矩的控制如圖1所示，整個伺服系統由3個控制環構成。
1）位置環：采集電機旋轉編碼器輸出的脈沖信號，鑒相、倍頻后進行計算，提供坐標變換所需的轉子位置信息；
2）速度環：比較實際轉速n與設定轉速nref所得差值經PI調節后作為q軸電流參考值iqr再經電流環調節后；
3）電流環：比較電流實際值id、iq與參考值idr、iqr,經PI調節后產生d、g軸電壓參考值udr、uqr,將其轉換至靜止坐標系中得uαr、uβr按SVPWM方式生成逆變器觸發信號，驅動電機。
2 系統硬件結構
永磁同步電動機推進系統的硬件結構如圖2所示，它主要提供以下3大功能：電動機控制策略的實現、控制量的檢測采樣以及功率驅動。
2.1 TMS320LF2407A DSP
整個系統控制策略的實現由TMS320LF2407A DSP完成，它具有低功耗和高速度的特點，其單指令周期最短可達25 ns片內兩個事件管理器（EVA和EVB）各有2個通用定時器，1個外部硬件中斷引腳，3個捕獲單元（CAP）和1個正交編碼單元（QEP）這些功能與串行外設接口（SPI）等模塊一起，這就方便了電機控制過程中的數據處理、策略執行及決策輸出等。
2.2 控制量檢測部分
電機機械量的采集由增量式光電編碼器來完成，其輸出包括兩組脈沖信號：A、B、Z和U、V、W,它們與DSP的連接如圖3所示其中A、B信號正交，正交編碼單元將它們四倍頻后送入相應的計數器進行計數，計數方向由A、B信號的相位先后決定Z信號隨轉子每轉一周輸出一個脈沖，根據它們的不同狀態，可將360°電角度平面分成6個部分，用以確定電機的初始轉子位置角。
電機電流狀態量的采集由霍爾電流傳感器完成，其采樣電路如圖3所示，輸入輸出關系為：
為了保證電流較小時的采樣精度，改善電機低速、輕載下的運行情況，這里采用12 b雙A/D轉換器ADS7862來代替DSP內部10 b的模/數轉換模塊，通過DSP的外部存儲器擴展接口，將式（3）的模擬電流量轉換為數字量結果，輸入DSP。
2.3 功率驅動部分
永磁同步電機的功率驅動為交-直-交PWM方式，其中整流部分采用單相橋式不控整流，逆變部分采用智能功率模塊PS21869,它內部集成了6個絕緣柵雙極型晶體管及其驅動、保護電路，由DSP的PWMl~6引腳提供觸發信號，能夠在過流或欠壓故障發生時，關閉IGBT驅動電路，同時在相應故障引腳輸出故障信號至DSP的PDPINTA引腳，通過硬件中斷，封鎖PWM脈沖輸出。
3 系統軟件設計
永磁電機推進系統的軟件主要由3部分組成：初始化程序、主程序和中斷服務子程序系統復位時，先執行初始化程序，檢測、設定DSP內部各模塊的工作模式和初始狀態主程序負責收集電機電流、轉速等一系列實時運行信息；定時中斷子程序則是實現電機矢量控制策略的核心程序，主要完成PI調節和SVPWM波形發生這兩大功能，其流程圖如圖4所示。
3.1 數字PI調節器
模擬PI調節器的控制規律為：
其中：e（t）為參考值與實際值之差，作為PI調節器的輸入；u（t）為輸出和被控對象的輸入；uo為PI調節器的初值；Kp為比例系數；TI為積分常數。
將式（4）離散化，即可得到數字PI調節器的數學表達式：
式中：k為采樣序號，T為PWM采樣周期，KI=Kp/TI,為積分系數。
由于電機轉軸和負載軸轉動慣量的存在，速度PI調節器的時間常數較大，調速時系統響應較慢而電流PI調節器則因為電時間常數較小，在電機起動和大范圍加減速時能夠快速進行電流調節和限幅，增強了系統抗電源和負載擾動的能力。
3.2 SVPWM波形發生
SVPWM是一種從磁通角度出發的PWM方式，其基本原理及扇區劃分見文利用EVA的全比較單元，可直接在PWMl~6引腳上輸出五段式SVPWM波形，它在每個PWM周期中，能夠保證一相的開關狀態不變，有利于開關損耗的減小其主要步驟如下：
1）將比較控制寄存器（COMCONA）第12位置l,使SVPWM發生功能有效；
2）設置比較方式控制寄存器（ACTRA），令SVPWM輸出矢量正向旋轉，使PWMl、3、5引腳高有效，PWM2、4、6引腳低有效；
3）設置定時器TI計數方式為"連續增/減",相應周期寄存器TIPR的初始值為PWM采樣周期的一半，即Tc/2;
4）計算輸出空間電壓矢量Uout在兩相靜止坐標系中的分量uα、iβ；
5）確定組成Uout所在扇區的兩個非零空間矢量Ur、Ux+60按其值裝配ACTRA;
6）根據表1計算Ux、Ux+60的作用時間t1、t2,將t1裝入比較寄存器CMPRlt1+t2裝入CMPR2,啟動定時器操作。
當TI值與CMPRl或CMPR2值發生匹配時，PWM輸出就會產生跳變通過及時更新每個采樣周期中CMPRl、CMPR2的值，就可以形成一系列不等寬的脈沖，使輸出電壓矢量的磁鏈軌跡為圓形，為避免IPM同一橋臂上下兩只IGBT的直通，程序通過死區控制寄存器對PWMl~6引腳設置死區時間；同時濾除PWM序列中的過窄脈沖，以減小器件的開關損耗。
4 仿真與實驗結果
本文利用Matlab/Simulink工具箱，根據圖1搭建系統模型，對一臺3對極永磁同步電機進行了矢量控制策略的仿真，所得仿真波形如圖5所示。
從仿真結果可以看出，本矢量控制系統響應快速，轉矩脈動小，動態性能良好；id能夠較好地跟隨參考值0,從而保證了單位電流下最大轉矩的輸出，有利于推進電機效率的提高。
實際實驗中，TMS320LF2407A時鐘頻率為30 MHz,SVPWM采樣頻率為3 kHz,死區時間設為8 μs,并濾除正負脈寬小于6%脈沖周期的過窄脈沖當轉速為300 r/min時，可得永磁電機推進系統輸出電壓、電流波形及其頻譜如圖6、圖7所示。
由圖7a可看出，SVPWM方式生成的電壓基波幅值較大，諧波分布比較分散，其低次諧波主要為三次諧波；由圖7b可以看出，三相電機的電路結構對三次諧波成分有自然抑制作用，高次諧波則通過電機繞組電感的濾波作用得到削弱和消除，從而大大減小了諧波電流。
5 結 論
仿真與實驗結果表明，采用交-直-交PWM驅動和最大轉矩/電流矢量控制的全數字永磁同步電動機推進系統，電壓利用率較高，轉矩脈動小，能夠較好地抑制了電機電流中的諧波，低速性能優于直接轉矩控制，滿足推進電動機低轉速、大轉矩、輕噪聲的要求，為現代艦船電力推進系統數字化操控的實現提供了一定參考。