摘要：多通道頻率檢測是當(dāng)前數(shù)字接收機的一種常用的頻率測量方案，該方法可以較好地解決頻率截獲概率與頻率分辨力的矛盾，并在復(fù)雜的電磁環(huán)境中具有處理多個同時到達(dá)信號的能力。文中給出了基于FPGA來實現(xiàn)多信道頻率測量的具體方案。該方案能夠充分發(fā)揮FPGA硬件資源豐富的特點，并且易于實現(xiàn)并行處理，可大幅度提高系統(tǒng)的處理速度。
關(guān)鍵詞：多通道；頻率檢測；信道化；FPGA
0 引言
在數(shù)字接收機的各種參數(shù)中，頻率是最重要的參數(shù)之一，它能反映接收機的功能和用途、以及頻譜寬度等重要指標(biāo)。傳統(tǒng)的順序測頻技術(shù)一般通過對接收機頻帶的掃描，對頻域進行連續(xù)取樣。該方法原理簡單，技術(shù)成熟，但是，其頻率截獲概率與分辨力的矛盾難以解決，無法實現(xiàn)全概率信號截獲。而多信道化的頻率檢測技術(shù)屬于瞬時測頻，其架構(gòu)是采用多個頻率窗口(多個信道彼此銜接相鄰)來覆蓋接收機的整個頻段，這樣，當(dāng)信號進入任一個窗口時，該窗口的頻率值即可被檢測出。因此，該方法可解決頻率截獲概率與頻率分辨力的矛盾，同時也為實現(xiàn)全概率頻率捕獲提供了一種參考方案。
1 多信道模型
當(dāng)一個實信號經(jīng)過A／D采樣之后，再進行正交下變頻處理，即可得到I、Q兩路相位正交信號，它們所構(gòu)成的是一個復(fù)信號。該復(fù)信號的信道化示意圖如圖1所示。
圖1所示的信道是一種相互交疊的信道，它們涵蓋了整個零中頻信號的頻率范圍。一般情況下，多信道往往采用數(shù)字濾波器組來實現(xiàn)，但該方法需要設(shè)計M(M為信道數(shù))個中心頻率不同，而其它性質(zhì)完全相同的帶通濾波器。這種結(jié)構(gòu)設(shè)計過于復(fù)雜，同時還加大了后續(xù)信號處理的運算速度，對實時處理極為不利。而數(shù)字濾波器組的低通型實現(xiàn)方法則是先將每個通道乘以一變換因子，就相當(dāng)于將實際信號搬移到零中頻，然后再通過LPF得到該頻率信號。該方法可對帶通信號的頻段進行信道化分離，但是帶來的新問題是當(dāng)LPF用FIR濾波器實現(xiàn)M個濾波運算時，將占用較大的硬件資源，而且系統(tǒng)工作效率較低。目前，該結(jié)構(gòu)已被高效DFT多相濾波器組結(jié)構(gòu)所代替。
圖2所示是一種具有普遍性的基于DFT多相濾波器組的信道化高效結(jié)構(gòu)，從圖2中可以看出，在濾波之前，先對數(shù)據(jù)進行D倍抽取可降低濾波過程的運算量，gn(m)是低通原型濾波器hLP(n)的多相分量，其階數(shù)可減小到原來的1／D，因而DFT可以用FFT實現(xiàn)。事實上，在此結(jié)構(gòu)中，系統(tǒng)的復(fù)雜度和數(shù)據(jù)速率大大降低，實時處理能力得到了提高。
2 濾波器的設(shè)計及仿真
低通型濾波器結(jié)構(gòu)中的每個通道都是由原型低通濾波器乘以旋轉(zhuǎn)因子形成的。根據(jù)要求，圖3所示是由256階原型低通濾波器形成的濾波器組及其信號輸出仿真波形。該信號的有效帶寬為300MHz，共分為32通道，每通道帶寬為9．375MHz。如給此濾波器組送入頻率?=28．1MHz
的單頻信號，那么，通過理論計算可知，信號應(yīng)在第3號通道有輸出。圖3 (b)所示就是第2、3、4通道的輸出仿真結(jié)果，可以看出，僅第3個通道有比較強的信號輸出，這與理論上的計算結(jié)果是一致的。
3 實現(xiàn)方案
本設(shè)計選用的FPGA芯片是Xilinx公司的Virtex-4SX55，該芯片時鐘資源豐富，算術(shù)運算單元和專用存儲模塊以及可配置邏輯的使用都很靈活，非常適合當(dāng)前信號處理系統(tǒng)的功能實現(xiàn)。因此，根據(jù)圖2所示的結(jié)構(gòu)，就可以得到一種基于DFT多相濾波器組的信道化解決方案，其具體實現(xiàn)結(jié)構(gòu)如圖4所示。
圖4所示結(jié)構(gòu)由延時器、系數(shù)存儲器、乘加器和FFT組成。其中延遲器可實現(xiàn)對輸入數(shù)據(jù)32個周期的延時，存儲器用于存儲濾波器系數(shù)。下面對該結(jié)構(gòu)中幾個主要組成模塊的實現(xiàn)及仿真結(jié)果進行介紹。
3．1 延時器的實現(xiàn)
本延時器采用FPGA提供的專用存取模塊FIFO來實現(xiàn)32周期延時，其架構(gòu)體系如圖5所示。圖中，每個延遲單元即是一個FIFO模塊，F(xiàn)IFO的數(shù)據(jù)輸出特點為先入先出。在本設(shè)計中，第一級延遲器的輸出數(shù)據(jù)將作為下一個延遲器的輸入數(shù)據(jù)，就相當(dāng)于第一級FIFO的數(shù)據(jù)按先進先出的順序依次向第二級FIFO壓入，相鄰兩級的將滿標(biāo)志與讀使能信號進行握手協(xié)議，從而實現(xiàn)數(shù)據(jù)的延遲輸出。這樣，設(shè)計8個同樣結(jié)構(gòu)的FIFO并進行串行級聯(lián)，即可滿足該結(jié)構(gòu)的設(shè)計要求。
3．2 系數(shù)存儲模塊
對于256階原型低通濾波器，可以將h(0)，h(1)，…，h(255)這256個系數(shù)分成八組，每組32個，分別存儲到八個存儲器當(dāng)中，存儲器0存儲的系數(shù)為：h(0)，h(1)，…，h(31)；存儲器1存儲的系數(shù)為：h(32)，h(33)，…，h(63)；以此類推。存儲器可使用邏輯(LUT)實現(xiàn)，也可使用專用存儲模塊Block RAM來實現(xiàn)。FIFO中的目標(biāo)數(shù)據(jù)和存儲器中系數(shù)做乘法運算時，兩者的對應(yīng)關(guān)系如圖6所示(以7號存儲器為例)。
當(dāng)8個數(shù)據(jù)存儲器的最后一個單元數(shù)據(jù)被讀出時，8個系數(shù)存儲器的0號地址單元的系數(shù)也將同時被讀出，然后分別作乘累加，最后作為y(0)輸出。同理，當(dāng)8個數(shù)據(jù)存儲器的第二個數(shù)據(jù)被讀出時，8個系數(shù)存儲器的1號地址單元的系數(shù)也同時被讀出，然后分別作乘累加，最后的結(jié)果作為y(1)輸出，以此類推，得出全部y(2)～y(31)的輸出。最后將y(0)～y(31)作為FFT的輸入數(shù)據(jù)進行32點FFT運算。
3．3 FFT的實現(xiàn)
設(shè)計中的FFT變換可通過調(diào)用Xilinx的IP核來實現(xiàn)。FFT采用流水型結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)能夠?qū)B續(xù)數(shù)據(jù)流進行處理，只是結(jié)果上有若干周期的延遲。FFT核的輸入輸出的引腳關(guān)系如圖7所示。
3．4 仿真結(jié)果
FPGA的設(shè)計軟件可采用ALDEC公司的Active_HDL8．2，并可用Testbench文件對所設(shè)計模塊進行仿真。Testbench文件讀取時，可由Matlab
產(chǎn)生的信號數(shù)據(jù)作為FPGA仿真的激勵信號，信號形式采用28．1MHz的單頻信號：
將信號數(shù)據(jù)送入圖4所構(gòu)建的系統(tǒng)后，即可在ALDEC下得到圖8所示的仿真波形。
由圖8可以看到，該仿真結(jié)果在第3號通道上有信號輸出，這與圖3中用Matlab仿真的結(jié)果一致，從而驗證該模塊設(shè)計的正確性。
4 結(jié)束語
本文針對多信道頻率檢測技術(shù)進行了研究，并在傳統(tǒng)檢測方法的基礎(chǔ)上，結(jié)合FPGA的特點，構(gòu)建了一種基于DFT多相濾波器組信道化的高效結(jié)構(gòu)。該結(jié)構(gòu)可解決頻率截獲概率與頻率分辨力的矛盾，同時也為實現(xiàn)全概率頻率捕獲提供一種參考方案。經(jīng)過仿真及測試驗證，該方案能滿足檢測指標(biāo)要求，從而為多信道頻率檢測技術(shù)提供一種設(shè)計參考。