0 引言

    電流信號檢測在電機控制器、變頻器、DC/DC變換器、電源、過程控制和電池管理系統等各種檢測領域應用廣泛，涉及傳統工業、新能源發電、醫療設備和自動化等各個領域^[1]。例如，在并網發電領域，精準的電流信號檢測可以大大提高并網電流質量，有效降低新能源發電對電網的諧波污染^[2]，確保電網運行狀態分析的準確性^[3]；在電機控制領域中，電流大小以及頻率的準確性在很大程度上決定電機轉速的精準度。文獻[4]分析了電流采樣誤差對推挽變換器的影響，文獻[5]指出電流采樣誤差對永磁同步電機控制具有較大影響，文獻[6]詳細分析了頻率偏差給電表功率測量帶來的影響，文獻[7-8]指出了電流信號檢測在有源電力濾波器中的重要作用，文獻[9]設計了一種高壓電源以及小電流檢測電路。

    高精度電流檢測裝置至關重要，可以提供電流信號的頻率以及幅值等信息，為實現過程控制的高精度發展提供重要的信號源支撐^[10-12]。本文詳細分析了并網變換器控制過程中，頻率檢測誤差給基于二階廣義積分器的各次諧波正負序分離帶來的影響，并設計了一個新的電流信號頻率檢測裝置。復雜的電路電子元器會使得電路適應能力和抗干擾能力變差^[13]，所以該檢測裝置盡可能簡化硬件電路，提高其檢測精度與穩定性。

1 頻率檢測對光伏發電系統的影響分析

    在并網發電領域，頻率在整個并網環節起著極其重要的作用^[14]。本文以并網發電控制領域中用到的二階廣義積分器(SOGI)^[15]諧波檢測濾除為例，分析頻率在并網過程中的重要影響。在電壓不平衡或者畸變情況下，并網控制經常涉及正負序分離，而正負序的分離需要正交信號發生器，其實現原理框圖如圖1所示。根據圖1可得，二階廣義積分器傳遞函數如式(1)所示，n為諧波次數。

    根據圖1可以得：

其中，v′為二階廣義積分器對信號v的跟蹤，qv′為v′的正交信號，ω₀為基波頻率，k為該諧振頻率對應的增益，ε_v為誤差量。根據文獻[16]，得出多個不同頻率SOGI并聯運行的交叉反饋網絡方法，如圖2所示。

    根據式(2)、式(3)可得，第i次諧波通道SOGI-i以及其正交信號的傳遞函數表達式A_i(s)、B_i(s)如式(4)、式(5)所示。以5次諧波通道為例，畫出頻率檢測誤差與該通道增益波特圖。通過圖3可以看出，當檢測得到頻率為250 Hz時，A_i(s)、B_i(s)的幅值增益均不變，A_i(s)的相位偏移為0°，B_i(s)的相位偏移為90°。隨著檢測頻率偏差的增大，檢測得到的幅值越來越小。這對鎖相環以及諧波處理等重要的并網發電技術帶來嚴重影響。

其中，A_i(s)、A_j(s)分別是SOGI-QSG-i與SOGI-QSG-j的傳遞函數。

    以基波通道、5次諧波通道和7次諧波通道為例，畫出其波特圖，如圖4所示。可以看出，在基波頻率以及5次和7次諧波頻率處，其他頻率諧波在此處增益基本為0，但是隨著檢測頻率誤差的不斷增大，各次諧波增益逐漸開始減小，其他次諧波含量逐漸增大。這會對并網控制帶來較大威脅。頻率檢測誤差帶來的諧波檢測在仿真板塊給出。

2 電流信號檢測原理及系統概述

    精準的電流頻率計檢測可以大大提高控制精度。為此，設計了一個電流頻率信號檢測裝置，該裝置所采用的電流互感器結構圖如圖5所示。骨架為錳芯，根據電磁感應原理，理想狀態(即無漏磁條件)下，有以下公式：

式中，i₁為原邊繞組電流，i₂為副邊繞組電流即輸出電流，n₁為初級線圈匝數，n₂為次級線圈匝數。

    得到副邊的電流信號經過放大電路，再經過電壓提升電路、AD采樣電路，最終進入處理器，經過一些列算法處理，得到信號頻率。具體流程圖如圖6所示。

3 硬件電路設計

    硬件電路的合理設計為信號的測量提供可靠的支撐。電流信號的傳輸過程越簡單，衰減越小，信號的精準度也就越高。為此，本設計在不影響檢測精度的前提下，盡可能簡化硬件電路，在較為簡單的電路條件下，精準檢測信號信息。

3.1 電流互感器設計

    電流互感器為整個檢測裝置的基礎部分，負責最原始信號的采集，互感器的制作工藝以及材料的選擇都會直接影響磁通的大小，對電流信號的準確測量產生直接影響。為此，設計中采用導磁性較好的鐵錳合金。互感器的制作如圖7所示。

3.2 電壓跟隨器電路設計

    為提高電壓信號的穩定性，防止其衰減造成檢測精度下降，電路中加入電壓跟隨器。電壓跟隨器的輸出信號幾乎與輸入信號一致，并且其高輸入與低輸出阻抗可以有效地將前后級進行隔離，防止相互影響。本設計采用具有較高精度、穩壓效果較好的LM358AD進行跟隨器制作，具體原理如圖8所示。

3.3 電壓偏置電路

    本設計采用STM32F407作為處理器。為實現系統低功耗，供電系統參考了文獻[17-18]所提出的電源電路設計方法。由于采樣模塊輸入電壓范圍是0～3 V，信號進入芯片前，需進行抬升處理。為此本設計采用了基于OPA4343的電壓偏置電路，具體設計圖如圖9所示，該偏置電路可將-5 V～+5 V電壓轉化為0～3 V。

3.4 A/D采樣電路

    經過電壓偏置電路后，信號抬升為正值，在采樣電路中，一般設計時需要遵循低功耗、高精度的要求。為此在采樣電路的設計中采樣ADS8364作為A/D轉換的核心，該芯片轉換精度可達16 bit，信號轉換頻率可達250 kHz，滿足高精度信號檢測標準。具體電路圖如圖10所示。

3.5 軟件算法設計

    信號經過采樣以及芯片外圍電路進入控制芯片。進入芯片的信號可能是正弦信號，也可能夾雜其他頻率諧波。為有效分離各次諧波以及盡可能得到信號的幅值以及頻率信息，本設計的軟件核心采用快速傅里葉變換（FFT）。具體程序流程圖如圖11所示。

4 仿真及實驗數據分析

    為驗證本文提出的頻率影響理論的正確性，在MATLAB/Simulink中搭建基于SOGI的濾波電路。仿真中，基波相電壓有效值為220 V，加入0.1 pu的5次和7次諧波分量，基波增益k=，5次、7次諧波增益分別為/5和/7，電壓為三相對稱電壓。諧波分離通道設定基準頻率為各整數次諧波。假設檢測到頻率誤差為2%，圖12為5次諧波電壓正序分量，圖13為5次諧波電壓負序分量。可以看出，雖然誤差只有2%，但是諧波電壓正序分量幅值不再恒定，負序分量不在恒為0。并且，幅值最大誤差接近10%。這會引起諧波補償精準度下降、基波電壓負序分量增大、鎖相精度下降等一系列問題。

    當檢測頻率誤差變為0.1%時，5次諧波通道電壓波形如圖14所示。可以明顯看出電壓幅值變化很小，基本處于穩定狀態，滿足并網控制要求。

    為驗證本檢測裝置的可行性與精準度，對不同頻率信號進行了多組測量，負載電阻為5 Ω。為保證原始信號與測量結果對比，用信號發生器發出不同頻率信號，功率放大器對信號進行放大，測量經過電阻的電流大小。具體測量結果如表1所示。測量的數據進行四舍五入，以最大誤差進行計算，假設2 000 Hz測得實際結果為1 999.5 Hz，此時頻率誤差為0.025%。

5 結論

    本文以電壓諧波分離為例，詳細講解了基于SOGI的諧波電壓分離原理，并分析了頻率檢測誤差給諧波分離帶來的影響。分析表明，某一頻率通道分離得到的諧波峰值的波動量會隨著檢測頻率檢測誤差的增大而增大，負序通道中負序電壓也會隨著檢測誤差的增大而增大，并通過MATLAB進行了仿真驗證。仿真結果驗證了本文中頻率對諧波分離理論分析的正確性。最后設計了電流信號檢測裝置，并通過多次試驗驗證了中低頻情況下該裝置的高精度頻率檢測特性。

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作者信息:

韓雪龍1，侯銀銀2，顧能華1，韓雙霞1

(1.衢州學院 電氣與信息工程學院，浙江 衢州324000；2.國網浙江省電力有限公司衢州供電公司，浙江 衢州324000)