引言
傳統的相控整流器和二級管整流器存在功率因數" title="功率因數">功率因數低、電流諧波含量高、對電網污染嚴重等缺點。高頻PWM整流器" title="PWM整流器">PWM整流器功率因數可達1，輸入電流為正弦，且可向電網回饋能量,克服了傳統整流器的缺點。高頻PWM整流器在控制算法上一般采用電壓、電流雙環設計，以控制直流輸出電壓的穩定并使輸入電流為正弦。在電流控制" title="電流控制">電流控制算法上，常常采用將模型轉換到同步旋轉的dq坐標系的方法，以實現d、q軸電流的解耦控制為目標，這種算法常常需要鎖相環等環節實現d、q軸的定位，比較復雜。本文研究了一種預測電流控制法，能實現對電流的快速響應，且實現簡單。
1 三相高頻PWM整流器模型和預測電流控制的基本原理
三相電壓型高頻PWM整流器主電路如圖1所示。由圖1可得
式中：USa，USb，USc分別為三相電源電壓；
iSa，iSb，iSc為相應的三相電流；
UCa，UCb，UCc分別為A，B，C三點處的電壓，為三個控制量，決定于各橋臂的占空比和直流輸出電壓；
L為各相串聯電感的電感量。
用前向差商代替微分對式（1）離散化，得
式中：Ts為采樣周期。
為了減小時延的影響，可利用已知狀態，預測下一個采樣時刻達到電流iSi＊所需的控制電壓USi＊，因此，由式（2）可得
式（3）的意義是，根據當前已知的狀態變量USi(k)及iSi(k)和參數值Ts及L以及下一步指令電流值iSi＊(k＋1)，預測使電流在第k＋1步達到iSi＊(k＋1)所需的電壓UCi＊(k)。如果在此瞬間在圖1的A、B、C三點處能分別得到式（3）所要求的電壓，那么在第k＋1步即可得到所需要的電流iSi(k＋1)。
式（3）中預測電流值由式（4）得出
式中：I＊為直流輸出電流的指令值，在穩態時為一個恒定直流量。
穩態時USa2＋USb2＋USc2及Uo也為恒定直流量，因此，iSi＊與USi成正比。由于USi為正弦，因此，預測電流值（即電流指令）iSi＊與輸入電壓形狀相同，都為正弦，相位也相同，實現了功率因數為1的控制。由式（4）得
這說明式（4）式保證了輸入輸出功率的平衡，即按式（4）給出的電流預測值既可控制輸入電流的波形，也可控制其大小（因而也控制了輸出功率的大小）。
2 控制環路的設計
采用預測電流控制方法后，電流環的響應非常快，可用一個一階慣性環節代替。雖然三相電流是各自正弦變化的，但從功率平衡角度來說，等效于直流電壓、電流的變化。因此，整個系統的控制環路可等效為圖2結構。
圖2中C為電解電容的電容值。直流輸出電流指令I＊由輸出直流電壓的指令Uo＊和反饋值Uo之差e=Uo＊－Uo放大得到。
由式（4）可見，為了保證輸入電流的正弦形，指令電流I＊的波動要盡量平緩，換句話說由式（6）決定的輸出電壓控制器的帶寬要盡量地窄。由于電網頻率為50Hz，因此，電壓環的帶寬要遠低于50Hz。但為了使動態響應時間不至于過慢，帶寬又要求越寬越好。綜合上述兩方面因素，實際系統中轉折頻率取為ω=1/τ=2π5s－1。由于采樣周期Ts很小，帶寬又很低，高頻濾波環節影響很小，因此，式（7）可簡化為G=(Kp/τ C)(1＋sτ)/s2，其波特圖如圖3所示。圖3中τ=30ms，電壓環的放大倍數Kp=C/(2τ)，相角裕度約45°。按此設計的PI調節器參數可以使系統絕對穩定。
3 矢量控制算法
按式（3）算出的各相電壓值與三角波比較，可得出各橋臂的開關時刻，這就是一般的SPWM法，如圖4(a)所示。
也可采用矢量控制法，其本質是對零狀態的控制。如可令一個PWM周期中的三相線電壓為零的狀態（即零矢量狀態）全部固定為上橋臂全導通，如圖4(b)所示。這時三相調制電壓變為
并有
可見，三相調制電壓同時偏移某個值后其合成的空間電壓矢量不變，因而控制效果不變。但這樣處理帶來許多好處，如開關次數降低、母線電壓利用率提高、轉換效率提高等。
4 實驗結果
為了驗證所提出的三相高頻整流器最小損耗控制方法的正確性，試制了一臺3kW樣機并進行了實驗研究。其中濾波電感為6mH，濾波電容為500μF，開關頻率為10kHz。控制電路以DSP（TMS320LF2407A）為核心構成全數字化控制器，如圖5所示。電流環、電壓環和空間矢量PWM算法全部由軟件實現。圖6(a)為交流輸入電壓為三相250V，輸出直流電壓為500V時的輸入電壓、電流和直流輸出電壓波形圖，圖6(b)為交流輸入電壓為三相380V，輸出直流電壓為600V時相應的波形圖。可見輸入電流為正弦波且與輸入電壓相位是一致的。當輸入電壓與輸出電壓差別較大時，電流控制得更好些。
5 結語
本文研究了一種三相高頻PWM整流器的電流控制方法，能實現對電網電流快速、精確的控制。分析了系統的環路傳遞函數，給出了設計方法。指出采用矢量控制可降低開關次數和開關損耗，提高系統的運行效率。最后給出了實驗結果。
