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??? 采用電壓反饋放大器 (VFA) 來設計一個優質的電流到電壓 (跨導" title="跨導">跨導放大器) 轉換器是一項重大的挑戰。理論上，一個光電二極管當曝露在光線中時可產生一個電流或電壓輸出，而跨導放大器 (TIA) 便是將這個很弱的電流轉換成一個可用的電壓信號，通常跨導放大器均需經過補償才能正常工作。本文將會探討一個用 345 MHz 的軌到軌輸出，電壓反饋放大器 (例如是美國國家半導體的 LMH6611)來實現的簡單 TIA 設計，并提供 TIA 設計所必需的信息，討論 TIA 的補償和性能結果，以及分析 TIA 輸出端的噪聲。

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??? 圖 1 所示為一個用電壓反饋放大器構建的帶有光電二極管等效電容和運放輸入電容的 TIA 模型。

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??? 由于 LMH6611 工作在較大增益 (RF) 時，其輸入偏置電流便較低，故可容許電路工作在低光強度的條件下。運算放大器反向端上的總電容 (Cr) 包括光二極管的電容 (CPD) 和輸入電容 (CIN)，Cr 在電路穩定性方面扮演著很重要的角色，而穩定性則取決于這個電路的噪聲增益" title="噪聲增益">噪聲增益 (NG)，其定義為：

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??? 圖 2 所示為噪聲增益與運算放大器開環增益" title="開環增益">開環增益 (AOL)交點的波特圖。當增益較大時，CT 和 RF 在傳遞函數中產生了一個零點。在較高的頻率下，在環路附近會出現過大的相移，使得跨導放大器絕對不穩定。

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??? 為了保持穩定性，需要加入一個反饋電容 (CF) 與RF 并聯以便在噪聲增益函數中的 fP 處構建一個極點。通過選用合適容值的 CF，便可使噪聲增益的斜坡變平從而獲取最佳的性能，這樣使得頻率 fP 點的噪聲增益等于運算放大器的開環增益。這個在 AOL和噪聲增益交點以上的噪聲增益斜率“平坦化”會得到一個 45 度的相位余量 (PM)。這是因為在交點處，fP 點的噪聲增益極點會貢獻一個 45 度的相位超前，因此給出了一個 45 度的相位余量 (假設 fP 和fZ之間最少有 10 MHz 的距離)。

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??? 公式 3 和 4 理論上可計算出 CF 的最優值和期望的 -3 dB 帶寬：

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??? 公式 4 指出 TIA 的 -3 dB 帶寬與反饋電阻成反比。因此，假如帶寬很重要的話，那最好的方法是在一個適度的跨導增益級后跟隨一個寬帶電壓增益級。

??? 表 1 示出在不同光電二極管下的 LMH6611的測量結果，這些光電二極管在 1 kΩ 的跨導增益 (RF) 下有不同的電容值 (CPD)。至于 CF 和 f-3 dB 則是分別通過公式 3 和 4計算出來。

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??? 圖 3 示出對應于表 1 中不同光電二極管的頻率響應。當全部所需的增益都放置到TIA 級時，信噪比便得以改善，原因是由RF 產生的噪聲頻譜密度會隨著 RF 的平方根而增加，而且信號也會線性增加。

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??? 毫無疑問，在設計時必須考慮所有的噪聲來源。當分析 TIA 輸出的噪聲時，必須注意運算放大器噪聲電壓" title="噪聲電壓">噪聲電壓、反饋電阻器熱噪聲、輸入噪聲電流和光電二極管噪聲電流都不是全部工作在同一個頻率范圍。運算放大器的噪聲電壓將會在噪聲增益的零

點和極點之間的區域被放大，而 RF 和 CT的數值越高，則噪聲增益的峰值便越早出現，從而對整體輸出噪聲的貢獻亦越大。

通過計算 TIA 輸出處所有有貢獻的噪聲電壓之方均根值，便可得出等效的總噪聲電壓值。

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??? 總括來說，總電容 (CT) 對于 TIA 的穩定性起了很重要的作用，CT 愈小那穩定性便愈高，而把 CT 盡量降低有兩個方法，一是選擇合適的運算放大器，二是施加一個反向偏壓給光二極管，但這會引致有過量的電流和噪聲出現。本文證實從實驗中不同光二極管和補償方法得出來的測量結果與理論非常吻合。