目前眾多的電信和數據通信系統均采用48V的直流供電總線電壓，其原因除了源于傳統的電話網絡外，還因為采用這種量級的電壓在通過銅線對遠端設備供電時具有足夠高的幅度，而且產生的線電流低、線損失小；同時這種電壓的幅度又足夠低，不會對人體造成電危險。因此，這種電源廣泛應用在小型交換機、電信（基站及局端）以及數據通信應用設備中，如交換機、路由路和集線器等；然而，如何從中獲取電信/數據通訊系統所需其它規格的供電電壓呢？文中將對此問題予以討論并解決它。
1 通信電源的設計
在通信設備中的板卡上，多數器件需要低電壓電源來供電。解決這一問題的辦法通常是利用48V的高功率背板電源為機箱內各種板卡供電，然后每個板卡再把48V的電源轉換成各自所需的各種規格的電壓。采用這種在每個板卡單獨進行DC-DC變換的方案，可以在不必重新設計供電總線的前提下，很容易地插入更多的板卡擴展系統；也可以在不影響整系統工作的前提下，很方便的在線更換故障板卡。
由于大多數板卡在90%的時間內處于等待模式，因此保持輕載時的高效率十分必要，這就要求通信電源不僅要滿負荷時保證高效轉換，而且要求它在等待模式時消耗的電流較低。雖然供電電源背板電壓通常為48V，但所設計的板卡電源應該能夠在36V到72V的寬輸入范圍內可靠工作，同時應能承受高達100V的瞬態電壓。
由于通信設備機箱內插入的板卡較多，板間距較小，因此要求板卡電源轉換部分的元件要體積小、數目少；不僅要少占用電路板面積，而且還不能使散熱出現問題、MAXIM公司生產的高壓PWM電源控制器MAX5003可以滿足通信電源的設計要求。它具有封裝小巧，占用線路板空間小，輕載時效率高、系統熱耗散小等特點，而且輸入電壓最低可達25V，最高可達110V。
2 MAX5003的特點及功能
2.1 MAX5003的主要特點
MAX5003是一個靈活的高壓PWM開關電源控制器，它主要是為輸入電壓為25V～110V的應用場合而設計。其主要特性如下：
●輸入電壓范圍為11-110V，可直接工作于高壓下；
●具有電流限制的電壓控制電路，輕載時效率輸入瞬態響應和噪聲抑制好；
●內含可關斷的高壓啟動電路，輕載時效率高，系統熱耗散小；
●具有可編程開關電流限制功能，便于選用外接低成本功率MOSFET；
●可選擇自由運行或外部同步兩種方式，工作頻率可調節至300kHz，外接磁性元性和電容體積小，能簡化整體設計；
●具有軟啟動、欠壓鎖定、開關頻率、最大占空比和過流保護閾值，可借助于外部較少的元件進行編程設置；
●采用輸入前饋結構，具有快速輸入瞬態響應；
●具有2.5%的精度精密內部電壓基準，電壓精確并穩定；
●封裝小巧，占用線路板空間小。
MAX5003在啟動時，其外接高壓經過內置的高壓啟動FET晶體管和一個預置輸出的線性調節器給芯片供電；啟動過程結束后，內部FET晶體管被關閉，高壓輸入被切官兵，芯片轉為由外部較低電壓的自舉電源供電。因此，MAX5003僅在啟動時從高壓電源吸取很小的uA級漏電流，靜態功耗很小，并且較好地解決啟動問題；啟動后，電路進入正常工作模式，若外部自舉電源設置12V，則MAX5003典型的靜態電流為2mA，其消耗的靜態功耗也只有24mW。相反地，如果一直用高輸入電壓給電源控制器供電，就難以保證輕載時的高效率；如果始終從100V高壓電源獲得能量的話，MAX5003的消耗功率將高達200mW。
2.2 MAX5003的引腳排列
MAX5003具有16腳QSOP或窄SO封裝形式，其引腳排列如圖1所示，其各引腳功能說明如下。
V+：預調節輸入端。連接到高壓輸入端，一般在V+和地之間跨接入0.1uF的電容。
INDIV：欠壓檢測和前饋輸入端。將其連接到V+和AGND之間外部電阻分壓網絡的中點；當VINDIV<1.2V時，內部欠壓鎖定電路啟動并關閉MAX5003。
ES：內部高壓啟動FET預調節輸出端。當V+高于36V時，在ES和地之間跨接0.1uF的電容；如果工作電壓較低（小于36V），則需要把V+和ES端直接連接，此時外部輸入電壓被限制在11-36V范圍內。
FREQ：內部振蕩頻率調節或外部同步信號輸入端。內部為自動運行模式工作時，在FREQ和AGND之間連接的電阻大小用于設置PWM的頻率；外同步模式工作時，在該端連接一個4倍頻于期望頻率的方波信號。
SS：軟啟動電容連接端。
REF：3V參考電壓輸出端。在REF和AGND之間跨接0.1uF的電容。
CON：芯片內部PWM比較器的控制輸入端。
COMP：補償連接端。其內部連接到誤差放大器的輸出，用于系統補償。
FB：反饋輸入端。內部預調節到VFB=VREF/2=1.5V。
MAXTON：最大導通時間的編程控制端。MAXTON和AGND之間連接的電阻用于設置PWM的增益和占空比限值，它的最大導通時間正比于編程電阻值。
AGND、PGND：分別為模擬地和電源地，一般連接在一起共地。
CS：帶鎖定控制的電流檢測端。如果CS與PGND之間的電壓超過100mV，則開關電源關閉。一般在CS和電流檢測電阻之間連接一個100的電阻（見圖2）；該端如果不用，將其連接到PGND端。
DNRV：外接N溝道功率場效應管的柵極驅動端。
Vcc：芯片內部電路供電電源的公共去耦點。一般在Vcc和PGND之間連接一個10uF左右的電容。
VDD：芯片供電電源輸入端。啟動時，由加在V+或ES端的高壓經內部線性調節器輸出9.75V的電壓連接到VDD端供電；啟動結束后，使用外部產生的高于10.75低于19V的自舉電源連接到VDD端給芯片供電。一般在VDD和AGND之間連接一個5uF-10uF的電容。
3 基于48V-5V/1A電源設計
電路的設計步驟和外接元器件的選擇方法如下。
●明確設計要求，確定設計參數
設計參數主要有以下五個：輸入電壓VIN的變化范圍、輸出電壓VOUT、輸出負載電流IOUT、紋波VRIP及建立時間TJ。圖2電路中的輸入電壓范圍為36V
●對于自由運行模式，應認真選擇FREQ引腳的外部電阻R3；而在外同步模式，則需要確定外部時鐘頻率fCLK。
一般來講，使用較高的頻率意味著外接較小尺寸的變壓器，也可以提供較高的系統帶寬和更快的建立時間，這樣做的缺點是會損失一定的效率。本例中選擇的是自由運行模式，且設定內部振蕩頻率fSW=300kHz，以便減少變壓器尺寸。外部電阻R3可用下式算出：
R3=100kHz×200kΩ/fSW=66.7kΩ
●確定變壓器匝數比，檢查最大占空比
確定負載線圈匝數比考慮的主要因素是開關關斷電壓和占空比，這需要在降低變壓器初級繞組峰值電流和降低初級電壓之間折衷考慮。負載線圈匝數比選擇的一個良好起點是使共近似等于平均電壓比VIN/VOUT，同時為簡化補償，還應盡量避免出現連續導通工作狀態，因此，應選取比VIN/VOUT稍小一點的值。
基于以上考慮，本例中VIN/VOUT=48/5≈9，負載線圈匝數比選擇為N1=8。最大占空比KMAX由匝數比N1、最小電源電壓VMIN、變壓器次級電壓VSEC決定。本例中的VMIN=36V；對于VSEC，考慮到次級所連接的肖特其二極管的壓降，若取VSEC=5.4V，則KMAX約為55%.也就是說，當占空比達到55%時將出現連續導通狀態，這對于MAX5003來講是一個適當的值。若計算出來的最大占空比KMAX超過64%或低于45%，則需要新調整匝數比N1的大小。變壓器的另一個次級線圈要用來產生芯片的自舉供電電壓，一般選取12V左右，次級最大電流為20mA。此例中初級電壓為48V，應選取自舉電源線圈的匝數比N2=48/12=4：1。
●確定變壓器的初級電感
如果我們假定變壓器的頻率η=80%，則系統要求具有的輸入功率PIN為6.25W。假定工作占空比K低于最大占空比12%，則K應43%，由此可以計算出額定初級電感是L1為64μH。
●選擇MAXTON端的編程電阻R4和欠壓鎖定分壓電阻R1、R2
本電路中的最小供電電壓VMIN為36V，假設欠壓鎖定值VUVL=32V，則所需的R4電阻值為55kΩ，實際選取標稱值為51kΩ的電阻。
當輸入電壓低于VUVL（32V）時，應使相應INDIV端的電壓低于1.2V，以使欠壓鎖定電路啟動而關閉MAX5003，故R1和R2的選擇應滿足下式：
R2/（R1+R2）×VUVL=1.2V
同時應考慮具有較小的漏電流，因而選取R1=1MΩ，R2=39kΩ。
●選擇濾波電容
由于電阻對紋波的計算影響較小，因此應主要考慮電容量的大小。如果紋波電壓VRIP=50mV。則用兩只22μF的陶瓷濾波電容并聯（44μF），即可在55%占空比時獲得低于50mV的紋波。
●確定補償網絡
補償網絡RF、CF串聯跨接于引腳FB和COMP端，RA和RB的分壓可用來確定芯片內部補償放大器反向輸入FB端的電壓VFB，一般將其設置為VFB=1.5V，同時選擇RA、RB應盡量減少漏電流。RF則用于確定補償反饋放大器的中頻增益G，G的大小近似等于RF/RA，CF則可使增益發生驟降。本例中選取中頻增益G=5，假定過零頻率fZ設置在2kHz。實際則應選取RA=39kΩ,RB=18kΩ，RF=200kΩ，CF=390pF。
4 結束語
利用高壓PWM電源控制器MAX5003設計的48V輸入，+5V/1A輸出的開關電源，具有體積小、效率高、外圍器件少、參數設置靈活、成本和功耗均比較低等特點，因而具有較好的作性能。
