1 引 言
在各種隔離式DC/DC變換器中，單端正激式變換器是其中最簡單且適合大電流輸出的一類，因而正激式變換成為低壓大電流功率變換器的首選拓撲結構。但因其高頻開關變壓器磁通工作在磁滯回線的一側，必須進行磁復位，以確保勵磁磁通在每一個開關周期開始時處于初始值。同時由于工作在高頻狀態(tài)下，開關變壓器漏感、分布電容等寄生參數(shù)的影響不能忽略，在開關轉換瞬時，電抗元件的能量充放致使功率器件承受很大的熱和電應力，并可導致開關管的電壓過沖，這不僅意味著設計人員必須選用昂貴的高耐壓功率開關管，同時也給電源的可靠性帶來潛在威脅。為此常常還需設置各種緩沖吸收電路，但這降低了變換器的工作效率。
為了解決單端正激式開關電源中的磁復位與漏感儲能問題，傳統(tǒng)的解決方案有以下幾種：
(1)、采用輔助繞組復位電路；
(2)、采用RCD箝位復位電路；
(3)、采用有源箝位復位電路。
其中方案1要求輔助繞組與初級繞組必須緊耦合，實際上因漏感的存在電路中仍需外加有損吸收網(wǎng)絡，以釋放其儲能；方案2是一種有損復位箝位方式，因其損耗的大小正比于電路的開關頻率，（和方案1中外加有損吸收網(wǎng)絡一樣）這不僅降低了電源本身的效率，也限制了電源設計頻率的提高；方案3中需要附加一復位開關管與相關控制電路，增加了電路復雜性的同時，也帶來了附加電路損耗與總成本的上升。
本文介紹一種新型無損箝位" title="無損箝位">無損箝位電路，無須額外附加輔助開關管，電路簡單，可有效降低功率管的電壓應力，箝位效果優(yōu)異，且有利于電源工作效率的提高。
2 工作原理
新型無損箝位電路（圖1）與上述方案1（圖2）中采用輔助繞組的傳統(tǒng)方法相類似，不同之處是增加一個箝位電容C2，但功率主回路上無需外加有損吸收網(wǎng)絡。傳統(tǒng)的方法是在變壓器中附加一個去磁繞組N3，它與二極管D3串聯(lián)后接到電源輸入正極，N3起到去磁復位作用，功率管S漏源間并聯(lián)的RC網(wǎng)絡，用于吸收變壓器的初級漏感儲能，防止產(chǎn)生過電壓尖峰，保護功率管S免被擊穿，見圖2所示。圖1中的箝位電路由輔助箝位繞組N3、箝位二極管D3、箝位電容C2組成。輔助箝位繞組N3的與初級繞組N1相同，目的是為了實現(xiàn)當功率開關管S漏源間電壓VS上升到2VI時，加在初級繞組N1上的電壓等于VI，因N1、N3匝數(shù)相等，箝位繞組N3的電壓也必然是VI，此時D3恰好正偏導通。
下面結合圖1與圖3具體分析新型無損箝位電路的工作原理。
1) T0時刻為初始狀態(tài)，設功率開關管S處于關斷狀態(tài)，此時（B點電壓）VS等于VI，箝位電容C2通過初級繞組N1、箝位繞組N3被充電至VI，電容極性為左負右正。
2)在T1~T2期間，功率管S導通，由于箝位繞組與初級繞組電壓相同，參照圖1所示的同名端可知，VA為-VI，二極管D3反向偏置截止。在此期間，變換器實現(xiàn)功率的變換，能量從初級傳到次級。
3)在T2時刻，功率管S關斷，變壓器中的漏感與磁化儲能給功率管等寄生分布電容充電，（B點電壓）VS最終上升到2VI，A點電位也從- VI 上升為+VI ，若此時B點電位進一步上升，二極管D3將正向偏置導通，功率管S漏源間的電壓VS通過電容C2和二極管D3得到有效箝位。
4)在T2~T3期間，反射在初級的負載電流Io下降，其下降的速率由初級與次級間的漏感決定，該電流通過箝位電容C2、箝位二極管D3回流至電源，流過電容C2的電流引起其端電壓上升（設其增量為dVS），導致B點電位變化為2VI+dVS。
5)在T3時刻，由于出現(xiàn)輸出二極管D1的反向恢復，反射到的初級電流Io出現(xiàn)負值，箝位二極管D3停止導通，因功率管S的漏源間存在輸出電容Cp，（B點電位）VS出現(xiàn)下降直到輸出二極管D1反向反射電流小于初級磁化電流并在T4時刻等于零為止。
6)在T4~T5期間，正在減少的正向磁化電流將引起B(yǎng)點電位VS再次向2VI上升，直到箝位二極管D3再導通，將VS箝位在比2VI稍高的電位上。
7)在T5時刻，初級磁化電流減為零，箝位電容C2通過初級繞組N1、箝位繞組N3向電源VI放電，回送電容儲能，VS跌至VI。
8)下一時刻重復以上過程。
3 關鍵電路參數(shù)設計
（1）箝位電容計算
從上文分析可知，箝位電容C2的取值決定了功率管漏源間電壓VS超出VI值的多少，超出的電壓dVS近似計算方法見式 (1)：
dVS =0.5(Io/Nps)(T2-T3)/C (1)
式中 Nps是初次級匝比，Io是負載電流。
因VS的上升時間與T2-T3間隔相比甚小，可忽略不計，故
dT= T2-T3=LS（Io/ Nps）/VI (2)
式中是LS相對于初級繞組的初次級間漏感
聯(lián)解（1）、（2）式可得：
dVS =0.5（Io/Nps）（LS Io/Nps）/（VI×C）=0.5LS（Io/Nps）2/（VI×C） (3)
（2）箝位二極管設計選擇
二極管D3的峰值電流定額必須大于Io/Nps，同時其平均電流定額IAV至少必須等于：
IAV=0.5（Io/Nps）（dT/T） (4)
式中T是開關周期
二極管的電壓定額必須超過2VI
（3）箝位繞組匝數(shù)計算
繞組匝數(shù)N3越多，電源允許的最大占空比越小，功率開關管S上的電壓應力越低，但占空比小，開關變壓器的利用率低。綜合考慮最大占空比和開關管的電壓應力，一般選擇箝位繞組匝數(shù)和初級繞組匝數(shù)相同，即
N3=N1 (5)
4 應用實例
設計了一應用于輸入為220Vac（187Vac～242Vac）、輸出為20V/8A的正激變換高頻開關電源，工作頻率是200kHz，最大占空比為0.45，采用新型無損箝位電路，銅線的趨膚深度為Δ=0.148mm。按照上述設計方法，設計的電源變壓器有關參數(shù)如下：
磁芯規(guī)格ETD34，磁芯材料為3F3， Philips；
初級繞組28匝；復位繞組28匝；次級繞組9匝。
設計出的變壓器的初級勵磁電感值實測為Lm=748.40μH，次級電感值實測為Ls=64.7μH，初級漏感電感值實測約為63μH,箝位電容C=4700Pf，箝位二極管選用MUR4100。
利用示波器測試其在輸入220VAC、輸出20V/8A條件下，功率開關管漏源極電壓波形如下圖4所示，測試結果表明過壓尖峰得到了有效抑制，實現(xiàn)了無源無損箝位的目的。
5 結 語
本文介紹了一種無損箝位電路在單端正激電源" title="正激電源">正激電源中的應用，著重分析了工作原理，并給出關鍵電路參數(shù)的設計。用一種峰值電流模式控制芯片UC1825" title="UC1825">UC1825設計的某型電源，已配套應用于軍用、民用產(chǎn)品，取得了良好的性能。實驗結果表明非常有效地抑制了過壓尖峰，實現(xiàn)了無源無損箝位。這種新型電路，拓撲簡單可靠，可移植于如單端正激、單端反激、SEPIC" title="SEPIC">SEPIC、CUK以及ZETA等拓撲電路中，應用前景廣闊。