作為發射器的最后一級，功率放大器供給負載所需要的、額定的不失真功率以控制負載工作，使得信號通過天線發送出去，同時減少誤碼。它不要求最大的功率放大倍數，而是要求獲得最大的、不失真（或者失真但合乎要求）的輸出功率。由于移動通信的普及，提高手機的功率效率、降低電源消耗、減小體積重量、延長通話時間成為開發移動電話急需解決的技術問題。在系統的功耗中發射機占了絕大部分，其末級的功率放大器又是最關鍵的部件，存在著較大的功率損耗。對于不同類型的發射機，末級功率放大器占整個系統功耗的60%～ 90%，制約了系統性能。因此，需要設計一種高效率功放，這對于常規的電子設備，例如中繼通信站等，提高效率，降低電源損耗、降低維護成本也有重要的意義。
本文研究了一個用0.6μm CMOS工藝實現的功率放大器， E型功率放大器具有很高的效率，它工作在開關狀態，電路結構簡單，理想功率效率為 100%，適應于恒包絡信號的放大，例如FM和GMSK等通信系統。
工作原理
下面用圖1所示的原理圖進行說明E型功率放大器的工作機理。
當輸入電壓Vin大于開啟電壓時，晶體管工作在可變電阻區，漏源之間有很小的電阻，假設為r on，這相當于開關閉合；如果輸入電壓V in小于開啟電壓時，MOS管處于截至狀態，沒有電流流過漏級，這相當開關斷開，因此電路原型可以用圖2所示的模型表示，電容 C為MOS管的結電容或者外接電容。當開關閉合時，如圖3所示，有 Vdd-Vd=L(d IL/dt)，由于ron 很小，所以Vd很小，近似為零。所以 Vdd≈L(dIL/d t)，解之得到：lL≈(V dd/L)t+ IL0，IL0是電感電流的初始值，可以看出當開關閉合后電流隨時間線性增長。
在開關閉合時，如果電容不能充分放電，就要損耗1/2×CVd2的能量，所以電容必須能夠在輸入電壓變化的瞬間充分放電，也即當dVd /dt=0時，Vd=0。一個信號由無數個諧波分量組成，利用 L1和C1組成的濾波器從 Vd的各次諧波中選擇等于輸入電壓頻率的基波分量，這也就對信號進行了相位或者頻率的調制，在功率放大以后傳送到負載上。電路中的參數隨輸入變化的關系如圖5 所示。
圖4 開關斷開
由于ron很小，所以在開關閉合的時候， ron上的電壓遠遠小于電源電壓V dd，它不會顯著地影響輸出回路中的電流，因此負載的輸出功率基本上不受晶體管特性的影響。電路中每個節點的電壓值都和電源的電壓成正比，所以傳送到負載上的功率也就和Vdd2成正比，同樣 ron消耗的功率也和Vdd 2成正比，所以效率η=PRL / (Pron+PRL)在一定的范圍內為一定值，同時通過調整電壓可以保證一定的輸出功率。
存在的問題及解決措施
雖然圖1所示的電路在形式上簡單，但是本身帶有很多的問題。例如，作為開關使用的晶體管工作在可變電阻區，由于本身固有電阻 ron的存在，Ids= β[(Vgs-VT) Vds-(Vds2 /2)]，0＜Vds＜Vgs -VT，Ids為漏極電流， Vgs是柵源電壓，VT是器件的開啟電壓，β是MOS晶體管的跨導系數。其中β=( με/tox)(W/L)； μ為溝道中電子的有效表面遷移率；ε是柵絕緣層的介電常數； tox是柵絕緣層的厚度；W是溝道寬度； L是溝道長度。為了減少電阻ron的損耗，它的寬長比要盡量的大。晶體管的輸入電容C =εWL/tox一般都是通過感性負載耦合掉，超過一定的寬長比后，需要耦合的電感值就會太小，很難用CMOS工藝精確實現，而且大的柵漏電容 Cgd會引起輸出端到輸入端的強反饋，這導致了輸入和輸出之間的耦合。最后，單端輸出電路每個周期都要向地或者硅襯底泄放一次大的電流，這可能會引起襯底耦合電流的頻率和輸入、輸出信號的頻率相同，從而在輸出端產生了錯誤的信號?
差分結構
采用如圖6的差分結構可以解決襯底耦合的影響。在差分結構中，輸入端為差模電壓。任意時刻，一個晶體管導通工作在可變電阻區，另一個工作在截止區，所以電流在一個周期中泄放到地或者襯底兩次，由此而引起的耦合電流的頻率為信號頻率的兩倍，這就消除了襯底耦合對信號的干擾。在同樣的電源電壓和輸出功率條件下， Vd+只需為單端電壓的1/2，因此通過差分結構中的每個晶體管的電流要比單端的小得多，所以在不增加開關消耗全部功率條件下，可以使用尺寸較小的開關晶體管。
交叉耦合結構
為了減小由于電阻ron 引起的損耗，引入了如圖7所示的交叉耦合反饋結構。交叉耦合反饋使得晶體管可以在盡量短的時間內完成"開"和"關"狀態的變化，功能如圖8所示。假設 Vin+為正的高電壓、V in-為負電壓，Vin +高于開啟電壓VT， M1工作在可變電阻區，所以Vd+ 的電壓為零點幾伏，接近零；由于Vin -低于M4的開啟電壓， M4截止，Vd+作為M3的輸入電壓，其數值小于M3的開啟電壓，M3截止，因此加速了M4進入截止區；同時由于V d-的電壓接近于Vdd ，Vd-作為M2的輸入電壓使得M2導通，這同樣加速了晶體管M1進入深飽和。Vin+為負電壓，V in-為正的高電壓的情形類似。
電路實例
電路分析
圖9是電路實例。為了增大功率增益采用了二級放大結構，M1,M4分別和M5,M8組成第一、二級差分結構；M2,M3分別和M6,M7組成相應的第一、二級交叉耦合正反饋；L1, L2, L3,L4 為激勵電感；L5,L6 ,C1組成諧振與信號頻率的諧振電路； RL為負載電阻。
參數選擇
本電路采用的是0.6μm工藝。M1,M2,M3 ,M4：W=1680μm，L=0.6μm；M5,M8：W =6172μm，L=0.6μm；M6,M7：W=8230μm， L="0".6μm。L1,L2 , L3 ,L4為0.37nH；L5 ,L6 為0.8 nH；C1=5.1pF；RL =50W。
模擬結果
PSPICE上模擬得到：在1.75GHz，V dd="1".5V時，效率為70%，附加功率增益為45%，增益為10，帶寬為560MHz。其結果由圖10，圖11，圖12示出。
結論
根據理論分析和模擬結果知道，采用差分和交叉耦合反饋的結構可以提高E類放大器的效率，同時保證了一定功率增益和帶寬。在集成電路中高 Q的電感有很重要的作用，所以最好在芯片上做成螺旋電感，確保電路中的電感值為最優值。