摘要

　　本文提供一種多相單片式降壓解決方案，旨在應對構建處理單元的電源時需滿足的大電流、快速瞬態響應要求。我們采用稱之為Silent Switcher^? 3架構的新型低輸出噪聲技術，其快速瞬態響應特性支持多相操作。該解決方案具有出色的高控制帶寬，使用的輸出電容比其他方案更少，有助于電源在瞬態期間更快速地恢復。本文詳細介紹設計技巧和考慮因素，以幫助工程師優化未來的設計。

　　簡介

　　在當今的計算環境中，CPU、FPGA和ASIC的功耗日益增加。對于5G收發器、波束成形器和其他高速RF等一些更具體的應用，考慮帶寬和RF噪聲水平時，功率要求甚至更加嚴格。傳統的雙極（降壓+LDO）解決方案廣泛用于RF應用中，由于輸出電流高，不僅體積大、效率低，還需要更高水平的散熱。隨著對輸出電流能力的要求不斷提高，使用單個降壓穩壓器為高需求負載供電變得不劃算。而多相降壓穩壓器因可擴展性和紋波交錯優勢，電流傳輸性能出色，因此被廣泛用于該領域。但是，要達到快速瞬態響應和超低RF噪聲要求，多相降壓穩壓器需要采用多個輸出電容和多級LC濾波器來為高速RF ASIC供電。這些額外的組件通常會占用很大一部分板空間，并且還可能增加解決方案的成本。本文展示使用高性能Silent Switcher 3架構所具有的優勢，在多相降壓應用中，該架構可提供超低噪聲和快速瞬態響應。本文還介紹針對不同的ASIC負載要求，如何通過不同的設計考慮因素來解決。

　　Silent Switcher 3架構采用超低噪聲設計（在10 Hz至100 kHz范圍內一般為4 μV rms），包含高增益誤差放大器，提供超低EMI輻射和快速瞬態響應。在該新產品系列中，LT8627SP具有最高16A額定電流，因此非常適合用于大電流、噪聲敏感型應用中的多相降壓配置。由于所有ASIC負載具有低電源電壓特性（<1V）并且廣泛使用12V配電系統，因此多相降壓穩壓器對最短導通時間非常敏感。Silent Switcher 3技術采用創新架構，提供非常短的導通時間（15 ns），使LT8627SP在1 MHz以上的開關頻率下也能輕松運行，有助于改善紋波、尺寸、噪聲和帶寬。

　　針對50A電流RF數字負載，盡可能縮短瞬態恢復時間

　　決定電源性能的一個重要特性是其恢復時間。這是在發生負載瞬態時，輸出電壓恢復到穩壓值所需的時間。每個電源的恢復速度都有限制，與控制環路帶寬相關。控制環路帶寬更高，意味著電感電流在瞬態期間能夠更快地爬升/回落，以補償輸出電容的電荷變化，在更快時間內完成恢復過程。圖1展示了一個使用四相LT8627SP的示例：為1.8 VOUT RF數字負載供電，最大負載電流為50A。該電源設計為在2 MHz開關頻率下輸出1.8 V電壓。為了縮短瞬態期間的電荷補償時間，該設計中使用低ESR陶瓷電容，并且避免使用高ESR聚合物電容和電解電容。采用交錯PWM技術（每相90°）來增加等效紋波頻率，從而增大控制帶寬。

　　圖1.為1.8 VOUT、50 A RF數字負載供電的四相交錯LT8627SP解決方案。

　　對補償網絡進行調節，以實現至少45°相位裕量和大于8 dB的增益裕量，同時盡可能增大帶寬。因此，在45°相位裕量和9 dB增益裕量下，其控制環路調諧到最大280 kHz的帶寬，如圖2中的波特圖所示。為了進行比較，我們在1.8 V、12 A輸出下，對具有等效單相輸出電容(2 × 100 μF + 1 × 1 μF + 1 × 0.1 μF)的單相LT8627SP進行了測試。采用相同穩定性標準的伯德圖如圖2所示。

　　圖2.50A/四相LT8627SP和12A/單相LT8627SP的伯德圖比較。

　　為了通過測試比較恢復時間，四相和單相LT8627SP均采用50%負載瞬態，采用每相6A/?s擺率。測試結果如圖3所示，瞬態上升沿的恢復時間約為2.5 μs。與圖4中的單相LT8627SP相比，恢復時間將近縮短10倍。

　　圖3.四相LT8627SP 25 A至50 A負載瞬態優化，以實現最短恢復時間。

　　圖4.單相LT8627SP 6 A至12 A負載瞬態優化，以實現最短恢復時間。

　　針對大電流無線應用，盡可能減少瞬態VPP

　　Silent Switcher 3架構的多相操作已用于許多客戶的電源設計。圖5展示了另一個示例：LT8627SP如何幫助無線客戶在0.8 V_OUT和22 A至60 A 1μs負載瞬態下，為快速、大電流瞬態SoC供電。為防SoC性能因瞬態降低，需要V_PP小于5% （40 mV）。

　　如前文所述，我們已知四相交錯LT8627SP可以提供很高的控制帶寬，約在300 kHz左右。而在時域內，我們可以大致模擬負載瞬態期間的電壓變化與控制帶寬之間的關系，如下所示：

　　由此可以得出，在紋波電壓為10 mV時，最小輸出電容為1583 μs。在設計中，所選的電容應大于該值，不同于之前所述，需使用更多聚合物電容，以在瞬態期間提供足夠的阻尼。我們需通過不斷試驗和試錯來確定最終的輸出電容，因為它也會影響環路帶寬和穩定性。

　　圖5.四相交錯LT8627SP解決方案，在0.8 V、22 A至50 A 1 μs瞬態下實現<5% VPP。

　　四相LT8627SP在1 MHz開關頻率下交錯，匯聚合成為4 MHz紋波頻率。在確定最小輸出電容之后，在22 A至50 A瞬態負載、28 A/μs擺率下，實現35 mV （4.4%） V_PP。瞬態波形如圖6所示。為了驗證控制環路的穩定性，使用50 A負載，進行波特圖測量。結果如圖7所示。在50 A時，控制環路的帶寬為322 kHz，具有50°相位裕量。

　　圖6.在28 A/μs擺率下，22 A至50 A負載階躍的瞬態波形。

　　圖7.四相最小V_PP值解決方案的伯德圖。

　　為了進行更多性能測試，我們測量了效率和滿負載熱性能。測試了12 V_IN、0.8 V_OUT、最高60 A負載下的效率，如圖8所示。包含輔助損耗在內，轉換器在25 A負載下的峰值效率為89%，在60 A負載下的效率為84%。

　　圖8.四相交錯LT8627SP在1 MHz FSW、12 V_IN和0.8 V_OUT下的效率。

　　圖9以熱圖方式顯示了這個四相設計的熱性能。在60 A負載下，IC最高溫度為66°C，最低溫度為61.6°C。四個IC之間的最大溫差為5°C左右，表示各相均流性能出色。

　　圖9.四相交錯LT8627SP在1 MHz FSW、12 V_IN和0.8 V_OUT 60 A下的熱性能。

　　關于多相LT8627SP的設計考慮因素和指南

　　LT8627SP作為峰值電流模式控制IC，可輕松配置為多相操作。有幾項設計考慮因素需特別注意，分別是：

　　▲要實現正常均流，需將每個IC的VC引腳連接在一起，如圖1的原理圖所示。

　　▲要以均衡的方式交錯連接四相LT8627SP，每個IC的CLKOUT需配置為90°相移，并饋入下一個IC的SYNC引腳。采用該配置時，每個IC的開關節點波形如圖10所示。交錯是多相降壓穩壓器帶來的最大優勢之一。均衡交錯的相位能夠使輸出電壓紋波頻率倍增，因此可顯著降低輸出電容。交錯紋波頻率更高時，也有助于控制環路有效抑制更高帶寬下的紋波噪聲。LT8627SP可以采用高達4 MHz開關頻率，支持三種不同的相移時鐘配置：180°、120°和90°。這表示無需額外使用任何器件，也能實現最多12種交錯。

　　▲為了實現正常的電壓檢測，應將每個IC的OUTS引腳連接在一起。需要注意的是，因為控制環路中涉及到所有誤差放大器（EA），在進行伯德圖導入時也需要考慮所有EA。因此，需要將檢測點（輸出電壓）和OUTS引腳側連接在一起，確保每個EA都能實現均勻擾動。

　　▲RT引腳需使用電阻來設置頻率。主機IC需提供設置目標開關頻率所需的電阻值，從機IC的電阻值設置的頻率要比主機IC低20%。

　　圖10.每個開關節點的每個通道之間的相移示意圖。

　　結論

　　為5G電信應用構建電源存在挑戰性。這些應用需要快速、大電流瞬態響應，以實現最小峰峰輸出電壓，或在負載瞬態期間實現最短恢復時間。應對這些挑戰的一種簡單方法是：將多個Silent Switcher 3架構（例如LT8627SP）功率轉換器并聯到單個交錯系統中，以此增大電源的帶寬和負載能力，使其獲得執行快速、大電流瞬態的能力。

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