0 引言

    無線電能傳輸技術主要應用于交通運輸、植入式醫療設備、消費電子和工業等領域^[1-4]。無線電能傳輸系統的負載通常為電機或電池^[5-6]，因此一般希望系統輸出電壓保持恒定^[7]。通過調節發射回路DC/DC變換器的占空比、逆變器的工作頻率等方法可以實現輸出電壓恒定，但是發射回路添加DC/DC變換器增加了線路的復雜性，頻率調節會破壞系統的諧振狀態^[8-11]。另一方面，為保證系統的高效率，研究人員提出了多種技術方案，例如利用接收回路DC/DC變換器控制系統輸出電壓，同時通過等步長調節發射回路DC/DC變換器輸出電壓搜索最小輸入電流工作點來實現系統的最大效率，但是該方法調節緩慢，并且添加DC/DC變換器會降低系統效率，增加其體積和控制復雜性^[12-13]。文獻[10]通過調節發射回路逆變器的移相角控制系統輸出電壓，同時利用接收回路半控整流器匹配最優負載來達到最大效率點，但是半控整流器開關頻率與逆變器相同，損耗較大，并且控制復雜。

    本文提出一種能量注入與移相控制相結合的最大效率恒壓控制方法，在負載變化時，通過調節發射回路逆變器的移相角實現系統恒壓輸出，同時改變逆變器的能量注入占空比來匹配負載阻抗，實現最大效率。該方法僅利用逆變器就實現了恒壓輸出和最大效率，無需添加額外的功率電路，控制簡單，實驗結果驗證了方法的可行性和正確性。

1 電磁感應式無線電能傳輸系統

1.1 無線電能傳輸系統工作原理分析

    圖1為無線電能傳輸系統電路圖，它主要由全橋逆變器、發射線圈、接收線圈、補償網絡、全橋整流器和負載電阻組成，全橋逆變器由開關管Q₁~Q₄和二極管D₁~D₄構成，全橋整流器由二極管D₅~D₈和電容C_o構成，R_L為負載電阻；L₁、L₂和M分別為發射線圈、接收線圈的自感以及兩線圈間的互感，r₁和r₂分別為發射線圈和接收線圈的電阻，C₁和C₂分別為發射回路和接收回路的補償電容，E為直流電源電壓，U₁和I₁分別為逆變器的輸出電壓和電流的基波有效值，U₂和I₂分別為全橋整流器輸入電壓和電流的基波有效值，U_o和I_o分別為系統輸出電壓和電流。由圖1可以得到：

1.2 能量注入的移相恒壓控制方法

1.2.1 控制方法分析

    當整流器輸入等效電阻等于最優負載時，系統以最大效率運行，這里采用能量注入技術來控制整流器的輸入等效電阻。能量注入波形如圖2所示，其中u_inv和i₁為逆變器輸出電壓及電流，u_rec和i₂為整流器輸入電壓及電流，T為逆變器工作周期，D為能量注入占空比，T_c為能量注入控制周期。系統存在兩種運行模式：模式I中，逆變器工作在移相狀態，移相角為α，此時，由其向負載供能同時為電容C_o充電，輸出電壓持續上升，系統處于能量注入狀態；模式II中，開關管Q₁~Q₄全部關斷，逆變器不為負載供能，此時主要由電容C_o為負載供能，輸出電壓持續下降，系統處于能量耗散狀態。在模式I中整流器輸入等效電阻為最優負載，模式II中系統不傳遞電能，因此只需對模式I中的系統傳輸特性進行分析。

    根據圖2，模式I中逆變器輸出電壓為：

    從式(13)中可知D最大為1，此時整流器輸入等效電阻R_e為實際負載電阻R_L的8/π²倍，若系統的最優負載大于該值，則調節能量注入占空比D無法使R_e等于最優負載，因此進行參數設計時，應使最優負載小于8R_L/π²。

1.2.2 控制方法實現

    直流電壓源E的輸出值保持恒定，系統最大效率恒壓輸出控制由在線調節逆變器的能量注入占空比D和移相角α來實現。根據式(13)，可知通過上一周期的能量注入占空比D(n)和測量得到的系統輸出電壓U_o及電流I_o可得等效電阻R_e：

2 實驗方法

    為驗證本文提出的能量注入和移相恒壓控制方法，按照圖1所示的電路圖搭建了如圖3所示的無線電能傳輸系統。直流電源電壓為25 V，輸出電壓設置為24 V，輸出功率為5~30 W。發射線圈與接收線圈結構相同，為平面螺旋線圈，采用300股直徑0.04 mm的利茲線繞制而成，共28匝，最大直徑為70 mm，自感L₁和L₂為24.1 μH，線圈電阻為0.18 Ω，兩線圈間距10 mm，互感M為11.45 μH。發射回路和接收回路的補償電容C₁和C₂為41 nF，系統諧振頻率為160 kHz。為減小輸出電壓紋波，選擇電容C_o為220 μF，控制周期T_c為0.2 ms。逆變器采用兩個氮化鎵半橋功率器件LMG5200構成，續流二極管D₁~D₄采用型號為SR260的肖特基二極管，整流二極管D₅~D₈采用型號為SS34的肖特基二極管。發射回路控制芯片采用STM32F103微處理器，霍爾電壓和電流傳感器的型號分別為HVS-AS5-5mA和HNC06LTS，為簡化實驗，采用線性隔離光耦HCNR200代替無線通信反饋信號。

    圖4所示為采用能量注入和移相恒壓控制方法的無線電能傳輸系統的實驗波形，圖4(a)為輸出功率20 W和5 W條件下系統的輸出電壓U_o和電流I_o實驗波形，從圖中可見，在不同負載的情況下，系統都能穩定地輸出24 V的期望電壓，并且在負載電阻跳變時，輸出電壓能夠在20 ms內快速回歸到期望值。圖4(b)所示為模式I時全橋逆變器輸出電壓和電流波形，從圖中可見，此時電壓電流同相，系統工作在諧振狀態，通過調節逆變器移相角控制輸出電壓。圖4(c)~(d)所示為逆變器的輸出電壓和電流波形以及全橋整流器的輸入電壓和電流波形，此時負載為20 W，因此根據式(16)可知能量注入占空比為50%。

    系統實際運行時，負載會發生變化，此時系統為了滿足最大效率和恒壓輸出，逆變器的能量注入占空比D和移相角α會發生相應變化。圖5所示為不同負載下，系統控制參數的理論值與實驗值的對比圖。從圖中可見，能量注入占空比與輸出功率成正比，當負載變化時，系統調節D，使整流器輸入等效電阻保持為最優負載。由式(7)及式(15)可見，由于最優負載、互感M以及線圈電阻等參數是固定的，因此α的理論值為恒定值，實驗值與理論值基本符合。

    在上述系統結構和實驗參數都不變的條件下，僅用移相恒壓控制，使系統輸出電壓保持為24 V。通過實驗可以比較能量注入和移相恒壓控制與移相恒壓控制下無線電能傳輸系統的效率。圖6給出了兩種控制方法的無線電能傳輸系統在不同負載下的整機效率圖。從圖中可以看出，采用移相控制時的整機效率明顯低于采用能量注入和移相恒壓控制時的整機效率，在5 W~30 W負載范圍內，整機效率提高了3%~10%，滿載時整機效率能達到89%。在能量注入和移相恒壓控制的輕載區域，逆變器移相造成的損耗比重增大，因此整機效率隨負載的減小而減小。

3 結論

    本文提出了一種無線電能傳輸的最大效率恒壓控制技術，該技術通過在線控制發射回路逆變器的能量注入占空比和移相角，使系統在負載變化時能保持最大效率和恒定的輸出電壓，并且無需添加額外的功率電路。在理論分析的基礎上，設計了磁感應無線電能傳輸實驗系統，實驗結果證明了所提方法的可行性和正確性。所提出的控制方法存在一個負載可控范圍，超出范圍就會失去負載匹配的作用，進一步的研究將關注在更大的負載范圍內實現最大效率。

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作者信息:

沈鵬飛，謝  岳

(中國計量大學 機電工程學院，浙江 杭州310018)