0 引言

    隨著光伏器件產業的蓬勃發展，射頻電源系統已廣泛存在于磁控濺射、等離子體增強型化學氣相沉積(PECVD)等各種應用場景^[1]。射頻電源系統的發展趨勢應向小型數字化靠攏，實現輸出功率連續可調、頻率穩定、實時跟蹤負載變化以實現自動阻抗匹配、顯示入射與反射功率并給出電壓駐波比(SWR)、系統過壓過流過熱保護和故障報警等功能，同時遠程控制和數據存儲功能可以實現與其他設備的聯合使用^[2]。當前國內的射頻電源系統中的射頻功率源大多數使用電子管作為功率放大器, 其噪聲大、發熱量大、壽命低、頻率固定且工作電壓需要較高，使得以晶體管為核心的射頻電源系統吸引了研發人員的廣泛關注^[3]。相對而言晶體管射頻功率源的體積很小，其轉換效率高、噪聲系數低、使用壽命長，多個并聯設計亦可增大射頻輸出功率。從穩定度方面來看，晶體管射頻功率源有更好的頻率穩定度和功率穩定度，其性能指標直接關系到儀器分析精度^[4]。從數字化的角度來看，數字式射頻功率源有更可靠更簡單的控制方式，可增加多種輸出頻率選擇以適配更多應用場景。

    本文設計的雙模射頻功率源為射頻電源系統的核心組件之一，可以實現大功率和雙頻率射頻信號的產生，由微處理器控制DDS信號源的頻率輸出及諧振網絡的切換，最終實現雙頻率選擇輸出。該系統主要由DDS信號源、驅動級、功率放大級和選頻網絡組成，其中放大級使用非線性的E類功率放大器。本文將著重對高效率E類功率放大器的工作機理與選頻網絡的設計進行理論推導和分析，并對其進行Multisim仿真驗證及板級測試。

1 雙模射頻功率源設計

    雙模射頻功率源主要由微處理器、電壓數字可調式直流電源、DDS信號源、驅動級、放大級和選頻網絡組成，其中DDS采用美國ADI公司的AD9850芯片；選用德國IXYS公司的MOSFTE及驅動器作為驅動級和放大級；利用數控式選擇開關切換選頻網絡。雙模射頻功率源框圖如圖1所示。

1.1 E類功率放大器工作原理

    功率放大級采用E類功率放大器模型，與其他類型功率放大器相比，其理論轉換效率可以接近100%^[5]，在高頻情況下仍然會保持高效率工作，目前已得到了廣泛的應用。E類放大器的晶體管在開關模式下工作^[6]，如圖2所示，C₀為并聯電容，同時也包括晶體管的輸出電容；直流電源V_DD通過射頻扼流圈RFC接入電路；L₁C₁組成高品質因數諧振網絡，作為帶通濾波器給負載R_L提供中心頻率處的正弦波形。為了實現E類功率放大器的高轉換效率，放大器作為一種開關器件，不僅需要快速的開關速度，而且需要較小的導通電阻^[7]。此外，若信號源占空比不是50%，則高頻情況下開關切換困難，所以信號源質量的優劣也直接影響了E類功率放大器的工作效率，射頻信號源的設計在下一小節中給出。

    晶體管等效的開關實際上只會工作半個周期，在其導通的半個周期內，自身壓降V₁(t)會歸零，在其截止的半個周期內，電壓V₁(t)由一個圓形的正脈沖組成。高壓DC偏置電源通過射頻扼流圈L₀接入晶體管漏級。射頻扼流圈與等效開關形成了一個充放電回路。當開關斷開時，直流電源將能量送入扼流圈；開關導通時，扼流圈將能量送入其余回路。

    為了便于分析和推導E類功率放大器的理論模型，做如下假設：

    (1)晶體管為理想開關元件，無寄生電阻與電抗；

    (2)輸入射頻信號占空比為50%；

    (3)諧振網絡L₁C₁的品質因數Q很大，輸出為純正弦波形；

    (4)射頻扼流圈為理想電感，只允許直流通過；

    (5)負載R_L為理想電阻，阻值為50 Ω。

    圖3所示為理想狀態下高效率E類功率放大器的等效模型。

    E類功率放大器可以給R_L提供正弦信號，其幅值約為V_DD，則末級的輸出功率為P_out=V_DD²/2R_L，若想改變放大器輸出功率，在負載不變的情況下，只需改變直流偏置電壓即可實現。

    由上述公式可以得出當R_L=50 Ω時，射頻功率源分別工作在13.56 MHz和27.12 MHz兩種不同頻率模式下電路參數L₀、C₀、L₁、C₁的具體值，如表1所示。

1.2 射頻信號源

    射頻信號源的參數和穩定性決定著射頻功率源是否能正常穩定地工作。對于E類功率放大器而言，必須要考慮的是開關時延和信號穩定度，并且最優的工作狀態是晶體管的開關時延不能超過整個系統周期的5%。本設計所使用的信號源工作頻率為13.56 MHz和27.12 MHz，即開關時延必須在3.6 ns和1.8 ns以內。同時，針對德國IXYS公司的MOSFTE而言，其本身存在確定的開關損耗，這也限制了射頻功率源輸出效率的最大值。

    本文采用DDS作為射頻信號源，其頻率穩定度完全可以滿足射頻電源0.005%的設計要求。控制部分使用STM32F103微處理器，通過串口連接觸摸顯示屏，進行兩種輸出頻率的選擇。同時，為了保證數字電路運行的可靠性，在DDS輸出端口與驅動級輸入端口之間加入1：1高頻變壓器，進行數字信號與模擬網絡的隔離。13.56 MHz頻率下信號源輸出波形如圖4所示。其中上升時間為3.1 ns，下降時間為2.95 ns，占空比50%。

1.3 選頻網絡

    在E類功率放大器中，晶體管的漏級輸出波形為半周期脈沖，可以看作是工作頻率下的基波和各次諧波分量疊加而成。所以由L、C串聯組成的諧振網絡的作用是保留基波，濾除高次諧波分量，使得射頻功率源輸出為工作頻率的標準正弦波^[8]。

    由于本設計實現兩種工作頻率，則需要兩套不同參數的諧振網絡組成選頻網絡。由微處理器控制繼電器實現兩個諧振網絡之間的切換。具體參數值在表1給出。

2 實驗結果及分析

    查閱IXYS公司MOSFET的數據手冊可知，不同柵源電壓下，其輸出電容值不同。這就使得在不同的直流偏置電壓下，等效并聯電容C₀在發生變化，電路偏離最優狀態運行，導致輸出功率下降，轉換效率降低。即在不同的直流偏置電壓下有不同的轉換效率。分別對兩種工作頻率下的結果進行Multisim仿真，利用IXYS公司提供的SPICE仿真模型，針對驅動器和MOSFET的實際器件進行不同頻率下的仿真分析，其仿真數據見表2。

    由表2可以看出，在13.56 MHz的工作頻率下，可以通過增大直流偏置電壓的方式增大輸出功率。

    在直流偏置電壓為200 V時，輸出功率為485 W，轉換效率可以達到92.72%，同時在對本設計實物測試過程中，在負載良好匹配時，轉換效率也可以達到90%以上。這一參數遠遠優于市面上中科院微電子所RFG-300固態射頻電源86%的轉換效率。

    本文實物測定了在等效50 Ω負載上的輸出波形，如圖5所示。輸入直流偏置電壓為150 V，測得的輸出功率為254 W，轉換效率90.1%。

    圖6所示分別為驅動級、MOSFET漏級和射頻功率源輸出三者的電壓波形。在驅動信號上升沿到來時，晶體管導通，漏源電壓被強制歸零。因為并聯電容C₀的存在，此時漏級電壓還未減小到零，同時MOSFET實際存在1.5 Ω的導通電阻，這段時間內電壓與電流不同時為零，則在此處產生功率的損耗。影響C₀的因素主要有兩個，一是隨漏源電壓V_DS的增大而減小，二是隨著溫度上升而增大。當出現功率的損失時，必定導致結溫上升，而結溫上升又會導致耗散功率的增加，最終燒毀MOSFET。所以合理的散熱也是非常必要的。通過上述公式計算得出的C₀理論值要小于MOSFET的實際輸出電容值，使得功率損失，效率下降。

    為了解決上述問題，考慮將等效并聯電容減小，本文采用并聯電感的方法，在MOSFET漏級與地之間串聯L₂和C₂。因為漏級電壓有直流分量，所以C₂的作用就是隔直流，當C₂的值遠遠大于并聯電容時，即可忽略不計。此處L₂=4 μH，C₂=1 000 pF。改進后的波形如圖7所示，消除了漏源電壓V_DS與漏級電流I_D同時存在的情況，提高了功率轉換效率。

    使用相同的驅動器與MOSFET測試電路在27.12 MHz工作頻率下的各項參數，在直流偏置電壓為200 V時，輸出功率為449 W，轉換效率可以達到87%。將兩種諧振頻率的諧振網絡通過繼電器接入電路，由人機交互界面發出指令，微處理器同時改變DDS輸出頻率和諧振網絡通路，從不同的輸出接口輸出，進而實現了雙頻率模式的工作狀態。經過原型機測試，達到了預期的實驗結果。

    最后使用美國國家儀器公司的數據采集卡，利用LabView上位機軟件對頻率穩定度和功率穩定度進行了測試，繪制輸出功率和頻率變化曲線，如圖8和圖9所示。經計算得出，工作在額定輸出功率時，功率穩定度小于±0.5%，頻率穩定度為±10 ppm。

3 結論

    經過電路仿真及板級調試，本文設計了數字化雙模高效率射頻功率源，實現了300 W射頻功率的長時間穩定輸出。通過觸屏控制，可以實現13.56 MHz和27.12 MHz兩種輸出頻率的切換以及輸出功率連續可調。在13.56 MHz和27.12 MHz工作頻率下，輸出功率300 W時，轉換效率分別可以達到90.1%和88%。工作在額定輸出功率時，功率穩定度小于±0.5%，頻率穩定度為±10 ppm。

參考文獻

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作者信息:

李亞東，趙二剛，俞  梅，衛  娜，張建軍

(南開大學 電子信息與光學工程學院，天津300350)