0 引言

    隨著科技的發展，便攜式和可穿戴式設備給人們帶來了更智能和便利的生活。因此就需要電源管理芯片對設備模塊的用電進行優化處理，同時對電池性能要求更高。于是就需要高效的直流電源管理單元（PMU）確保設備能夠長時間穩定工作，為了優化電源管理芯片的轉換效率和過流保護，需要精確采集電流信息^[1]。隨著集成電路制造工藝的最小特征尺寸不斷減小，核心模塊供電（Vcore）所需的電壓低、電流大^[2]。在大電流條件下采用無損電流檢測技術能更有效檢測電流信息。

    2016年文獻[3]用RC濾波無損電流檢測技術，并用∑△ADC檢測電流，應用于數字控制DC-DC降壓型，由于∑△ADC具有帶寬較寬、噪聲整形的特性，此電路具有高速度和高精度的特性。2017年，文獻[4]提出基于開關電容的低失配電流檢測電路，最終達到消除失調電壓的目的。

    從文獻分析可知，為得到精確的電流信息，必須消除offset電壓。從經濟和應用角度出發，本文基于無損電流檢測技術，設計出一種帶修調的高精度低速電流檢測技術，通過反饋校準電路去校準快速電流檢測電路，更有效檢測電流信息。用負電流產生電路解決電流倒灌問題。

1 電源管理芯片中無損電流檢測技術

    無損電流檢測技術比較常用的幾種檢測方法有功率MOSFET導通電阻Ron^[1]、鏡像功率MOSFET電流^[5]、并聯RC濾波^[6]、Gm-C濾波檢測^[7]，表1對比了不同電流檢測技術特性。功率MOSFET導通電阻R_on檢測技術是檢測電流流過功率MOSFET開關管的源漏電壓，電壓的精度由導通電阻R_on決定，然而溝道電阻隨著溫度、工藝、電源電壓(PVT)的不同而變化，變化范圍為50%～200%。在這個基礎上提出鏡像功率MOSFET電流檢測方法，用一個MOSFET鏡像功率MOSFET的電流，鏡像之間匹配決定電流檢測精度，誤差在±4%左右，如果考慮工藝偏差和溫度的變化，3σ范圍內誤差可能達到±20%，提高精度的方法可采用增加檢測MOSFET的面積^[7]。此外，如果鏡像功率MOSFET開關管集成在電源管理芯片內，那么功率MOSFET導通電阻Ron、鏡像功率MOSFET電流檢測技術是可以集成到片內的無損檢測電流技術。由于開關特性將會引入開關噪聲，將會影響電流檢測精度，這也是功率MOSFET導通電阻R_on、鏡像功率MOSFET電流檢測的局限性。

    從實際的應用設計角度，本文采用并聯RC濾波無損電流檢測技術，如圖1所示。

其中R_DCR為電感的自身電阻，L為電感值，R_s和C_s為并聯濾波網絡電阻和電容，電容C_s兩端電壓為：

    從式(2)可知電流流過電感自身電阻的壓降為電容兩端的壓降，知道R_DCR的值就可以得到所需的電流。一般情況下R_s電阻取值在千歐數量級，因此并聯RC濾波電流檢測技術為無損電流檢測。

2 無損電流檢測電路的分析與設計

2.1 無損電流檢測電路系統

    本文基于無損檢測技術設計的無損電流檢測電路系統如圖2所示。電流檢測電路由一個快速Avf、一個帶修調的高精度慢速Avs和一個慢速的電流反饋放大器AI組成，有些情況下電流會從輸出端流入到電感中形成負壓，這個時候就得要一個可以流動的通路，因此電路中還包括一個偏置能夠提供電路中由于負壓而需要負電流。當快速運放存在offset，由電流檢測系統圖可得：

時可以將offset電壓消除，得到精確的檢測電流。

2.2 無損電流檢測電路具體的電路設計

    具體的電路圖設計如圖3所示，該電路包括慢速精確電流檢測電路、快速電路檢測電路、反饋校準電路和負電流電路。

    其中慢速精確電流檢測電路通過修調后，輸出電流為精確的電感電流I_avg，該電流通過INP端流入到反饋校準電路中，快速響應電流檢測電路的檢測輸出電流I_Mon，通過INN流入到反饋校準電路中，I_avg的電流流入到M2管并通過M1管鏡像與I_Mon的電流進行比較，如果電流I_Mon大于電流I_avg，會對電容CT充電，會使校準模塊中的M3管的柵電壓增加，從而導致FB反饋端的電壓降低并吸收掉In2輸入管一部分電流，由于M9和M10為固定的恒流源，因此流過M11管的電流增大，增大的電流通過自偏置電路R₅和M14~M15使M18和M20的柵電壓增大，減小輸出電流I_Mon，達到精準的電流I_avg校準I_Mon，使得快速響應電流檢測電路輸出精確的采樣電流值。

3 電路仿真結果及分析

3.1 PVT仿真分析

    PVT仿真指電路在工藝參數、電源電壓和溫度的變化隨機組合的仿真，仿真結果表明了電路在PVT變化下的特性，其中MOS管工藝參數有ff、ss、fs、sf，BJT、電阻和電容工藝參數有ff和ss，電源變化范圍為4.5 V~5.5 V，溫度變化范圍為-40 ℃～150 ℃。結果如表2所示。

    從表2中可以看出帶修調精確電流檢測電路的單位增益帶寬的最大值為0.47 MHz，開關頻率為0.5 MHz~1 MHz，因此通過精確電流檢測電路的信號將為濾波輸出信號的平均值；快速電流檢測電路的帶寬最小值為2.96 MHz，信號能夠經過快速電流檢測電路檢測出來。反饋校準電路的帶寬最大值為0.017 MHz，可以將采樣的瞬時電流與均值電流的比較值濾波為平均值反饋到快速電流檢測電路對電路進行校準。

3.2 蒙特卡羅仿真分析

    蒙特卡羅(Monte Carlo，MC)仿真反映了器件之間的不匹配，更能說明電路在實際流片時的工藝誤差。仿真結果如圖4所示，圖4(a)為未校準快速電流檢測電路的MC，3σ=1.5 mV，校準后的隨機誤差如圖4(c)所示，3σ=0.39 mV，檢測精度提升了5.55%。圖4(b)為未校準的快速電流檢測電路的標準方差3σ=2.87 mV，校準后最小值3σ=0.69 mV，檢測精度提升了10.9%。

3.3 Tran仿真分析

    圖5為電流檢測系統輸入輸出波形，模擬電感電阻DCR=1 mΩ，負載電流I_load=20 A，開關頻率f_sw=1 MHz，輸出電壓V_out=1.05 V，采樣電流流過24 kΩ的電阻的輸入輸出波形，可看出快速電流檢測電路能夠正確檢測出電流，高精度慢速電流檢測電路檢測出電流的平均值。

4 結論

    在Vcore電源管理芯片需求大電流、低電壓情況下，為了檢測大電流，本文基于無損電流檢測技術，從制造成本（減少生產所用掩模版）和電路應用角度設計出精確電流檢測電路，該電路能夠同時檢測出均值電流和瞬時電流。采用修調的方式提高采樣精度來減小隨機offset，對精確慢速電流檢測電路進行修調,然后去校準快速響應電流檢測電路，相比于動態消除offset（自動校零和斬波技術）電路結構簡單，并且無開關噪聲影響。

    文中的電路采用TSNC 180 nm 1P3M Gen2工藝文件進行設計和仿真，為了提高基準電路的電源抑制噪聲的能力，采用了折疊共源共柵運放，所設計的電路都通過Cadence 軟件進行PVT、MC和Tran仿真驗證，在用精確電流檢測電路對快速電流進行校準后，隨機誤差降低30%左右。并且對關鍵的模塊進行蒙特卡洛仿真，通過對仿真結果的分析，3σ的精度達到96%。

參考文獻

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作者信息:

銀春梅1，朱向東2，朱海鵬1

（1.西安科技大學 電氣與控制工程學院，陜西 西安710054；2.航天772研究所，陜西 西安710000）