0 引言

    隨著開(kāi)關(guān)電源趨于高頻化，高性能的變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)應(yīng)運(yùn)而生，LLC諧振變換器作為軟開(kāi)關(guān)電源拓?fù)涞囊环N，不僅能夠在寬輸入電壓下實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，且具有很高的轉(zhuǎn)換效率，不同工作頻率下產(chǎn)生可變電壓增益，是目前最具前景的變換器拓?fù)渲唬瑥V泛應(yīng)用于開(kāi)關(guān)電源、通信電源等高頻電源領(lǐng)域^[1]。

    目前較為主流的軟開(kāi)關(guān)電源拓?fù)溆幸葡嗳珮騊WM變換器和LLC諧振變換器。文獻(xiàn)[2]提出一種三電平ZVS PWM變換器，適用于寬輸入電壓場(chǎng)合，但隨著輸入電壓的增高，環(huán)路電流隨之增大，導(dǎo)致整個(gè)電路效率下降。三電平LLC串聯(lián)諧振變換器在軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)下電壓調(diào)節(jié)范圍較窄，為了實(shí)現(xiàn)寬范圍電壓增益，文獻(xiàn)[3]提出了相移控制和頻率調(diào)制混合控制策略，但在輕載時(shí)效率較低，且隨著開(kāi)關(guān)頻率的增大，次級(jí)漏感對(duì)輸入輸出電壓增益影響不可忽略。文獻(xiàn)[4]在半橋LLC串聯(lián)諧振變換器基礎(chǔ)上結(jié)合次級(jí)漏感進(jìn)行改進(jìn)，以改善高開(kāi)關(guān)頻率下的模型精度。

    本文采用非對(duì)稱(chēng)脈沖寬度調(diào)制，控制系統(tǒng)采用功率控制回路和頻率跟蹤回路，非對(duì)稱(chēng)脈沖寬度調(diào)制(APWM)作為功率調(diào)節(jié)，鎖相環(huán)(PLL)作為頻率跟蹤控制。同時(shí)結(jié)合次級(jí)漏感進(jìn)行改進(jìn)，以改善高開(kāi)關(guān)頻率下的模型精度。

1 LLC串聯(lián)諧振變換器工作模態(tài)

    圖1為三電平半橋LLC串聯(lián)諧振變換器的等效電路模型，初級(jí)側(cè)為兩個(gè)半橋LLC串聯(lián)連接，共用一個(gè)諧振電感L_r，使得每個(gè)開(kāi)關(guān)管兩端的電壓箝位在輸入電壓的一半；次級(jí)側(cè)為一個(gè)倍壓整流器，L_s，lk為變壓器次級(jí)側(cè)漏感。每組半橋LLC串聯(lián)電路中上面的開(kāi)關(guān)管Q₁、Q₃由恒定占空比同時(shí)驅(qū)動(dòng)，下面的開(kāi)關(guān)管Q₂、Q₄開(kāi)通與上面開(kāi)關(guān)管形成互補(bǔ)。

    三電平半橋LLC串聯(lián)諧振變換器在兩級(jí)控制回路下工作波形如圖2所示，通過(guò)對(duì)占空比的控制實(shí)現(xiàn)高效輸出。

    每個(gè)開(kāi)關(guān)周期分成6個(gè)階段，圖3所示為變換器正半周運(yùn)行電路。

    階段1[t₀～t₁]：t₀時(shí)刻，Q₁、Q₃零電壓開(kāi)通，L_r與C_r1、C_r2同時(shí)發(fā)生諧振，流過(guò)諧振電感L_r的電流i_Lr逐漸增大，變壓器初級(jí)側(cè)電壓箝位在nU₀，通過(guò)勵(lì)磁電感的電流i_Lm正向線(xiàn)性增長(zhǎng)，這個(gè)階段的電流如下表示：

    階段2[t₁～t₂]：t₁時(shí)刻，i_Lr(t)=i_Lm(t)，此時(shí)，D₁零電流關(guān)斷，勵(lì)磁電感參與諧振，變壓器一次側(cè)沒(méi)有能量傳遞到二次側(cè)，負(fù)載的電能由輸出電容提供。期間電流可以表示如下：

    階段3[t₂～t₃]：t₂時(shí)刻，Q₁、Q₃關(guān)斷，Q₁、Q₃兩端電壓從0開(kāi)始線(xiàn)性增長(zhǎng)，Q₂、Q₄兩端電壓從V_in/2減小至 i_Lm(t₂)，當(dāng)Q₁、Q₃兩端電壓為V_in/2時(shí)，次級(jí)側(cè)D₂導(dǎo)通，L_r與C_r1、C_r2再次發(fā)生諧振，t₃時(shí)刻Q₂、Q₄零電壓開(kāi)通。這個(gè)階段的電流表示如下：

    階段4～6的工作原理以及工作電路分別與階段1～3類(lèi)似，由于篇幅所限，不再贅述。

2 LLC變換器兩級(jí)控制策略

    通常情況下，效率取決于變換器的電壓轉(zhuǎn)換比。在諧振頻率下，LLC變換器的電壓轉(zhuǎn)換比只與變壓器的匝數(shù)比有關(guān)。然而，由于頻率恒定，在傳導(dǎo)損耗變得可以忽略不計(jì)的輕載條件下，鐵損在總損耗中占主導(dǎo)地位。因此，為了提高輕載效率，降低變壓器磁芯損耗至關(guān)重要。

    本文采用兩級(jí)控制架構(gòu)，變頻非對(duì)稱(chēng)脈寬調(diào)制作為功率環(huán)，通過(guò)對(duì)占空比的調(diào)節(jié)改變輸出功率，提高輕載效率；鎖相環(huán)回路作為頻率環(huán)，追蹤諧振頻率。控制結(jié)構(gòu)框架圖如圖4所示。

3 功率環(huán)設(shè)計(jì)

    在軟換向滿(mǎn)載條件下，次級(jí)側(cè)整流二極管的高反向電壓是由次級(jí)漏感中的大電壓變化引起的。本文結(jié)合次級(jí)漏感對(duì)LLC諧振變換器模型進(jìn)行改進(jìn)，采用改進(jìn)型FHA模型對(duì)階段1輸入輸出電壓增益和諧振回路阻抗進(jìn)行分析，原理圖如圖5所示。

    電壓增益表達(dá)式如下：

其中L_s，lk為次級(jí)側(cè)漏感，f_r1，mod、f_r2，mod分別為次級(jí)側(cè)漏感參與諧振和不參與諧振時(shí)的諧振頻率。

4 仿真分析

    為了驗(yàn)證反饋控制器的有效性，本文在Saber環(huán)境下搭建了基于雙環(huán)控制的串聯(lián)LLC諧振變換器仿真模型，同時(shí)加入反饋控制電路。

    圖6為兩個(gè)反饋補(bǔ)償器閉環(huán)增益，高交叉頻率下沒(méi)有相位裕度，具有穩(wěn)定性問(wèn)題；低交叉頻率穩(wěn)定性相對(duì)較好，動(dòng)態(tài)性能較差。

    直線(xiàn)為考慮反饋補(bǔ)償器時(shí)間延遲的閉環(huán)幅頻相頻特性曲線(xiàn)，虛線(xiàn)為不考慮時(shí)間延遲的幅頻相頻曲線(xiàn)。從圖6可以看出，忽略補(bǔ)償器時(shí)間延遲的情況下，沒(méi)有相位裕度，系統(tǒng)缺乏穩(wěn)定性。

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

    根據(jù)上述理論推導(dǎo)及分析結(jié)果搭建了一臺(tái)5 kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，具體參數(shù)如下：輸入電壓U_in=400～600 V，輸出電壓U_o=500 V，輸出電流I_o=10 A，開(kāi)關(guān)頻率f_s=100 kHz，諧振頻率f_r=121.3 kHz，諧振電容C_r1=C_r2=96.4 nF，諧振電感L_r=21.7 μH，勵(lì)磁電感L_m=120.6 μH，數(shù)字控制器采用恩智浦的STM32f407。

    圖7分別為采用兩級(jí)控制和傳統(tǒng)控制的諧振電流波形圖，負(fù)載為20%。

    從圖7中可以看出，與傳統(tǒng)的控制方式相比，采用兩級(jí)控制策略能在輕載狀況下降低變壓器的最大磁通量和工作頻率，從而可以提高輕載效率，優(yōu)化了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能。

    圖8為輕載時(shí)效率與輸出電壓之間的關(guān)系，傳統(tǒng)的功率變換器設(shè)計(jì)在輸出整流器中顯示出大的初級(jí)循環(huán)電流和高開(kāi)關(guān)損耗，加入雙環(huán)控制使得系統(tǒng)在輕載條件下效率提升3%。

6 結(jié)論

    本文采用兩級(jí)控制環(huán)路對(duì)串聯(lián)LLC諧振變換器進(jìn)行控制，功率環(huán)通過(guò)改變占空比調(diào)制輸出功率，頻率環(huán)追蹤諧振頻率，不僅可以在寬負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管ZVS和整流二極管ZCS，同時(shí)提高了輕載效率。另外，對(duì)于反饋補(bǔ)償器的設(shè)計(jì)，分析了數(shù)字控制器的延時(shí)效應(yīng)，獲得適當(dāng)?shù)慕徊骖l率和足夠的相對(duì)穩(wěn)定性。5 kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證了該控制策略可以在輕載情況下提升3%的效率。

參考文獻(xiàn)

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作者信息：

董飛駒，邵如平，王  達(dá)

(南京工業(yè)大學(xué) 電氣工程與控制科學(xué)學(xué)院，江蘇 南京211816)