0 引言

    車載充電機(jī)拓?fù)渫ǔＳ汕凹?jí)PFC和后級(jí)DC-DC組成^[1-3]，以實(shí)現(xiàn)高功率因數(shù)、低諧波的蓄電池充電^[4-5]。隨著充電機(jī)功率密度要求的提高，單級(jí)Boost PFC電路很難滿足需求。本文采用兩級(jí)交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC作為充電機(jī)的前級(jí)，提高變換器功率密度、充電效率的同時(shí)，還降低了輸入電流諧波及開關(guān)損耗^[6-8]。

    本文分析了兩級(jí)交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC電路平均電流控制原理和后級(jí)半橋LLC諧振變換器電路脈沖頻率調(diào)制(Pulse Frequency Modulation，PFM)下的工作原理，并采用FHA分析法^[9]建立了LLC諧振電路的穩(wěn)態(tài)模型，研究了諧振網(wǎng)絡(luò)的電壓增益及輸入阻抗與開關(guān)頻率的關(guān)系，為不同工作模式下LLC諧振網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)設(shè)計(jì)提供了理論指導(dǎo)。

1 兩級(jí)交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC變換器

    兩級(jí)交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC變換器拓?fù)淙鐖D1所示，由兩個(gè)參數(shù)相同的Boost PFC變換器單元并聯(lián)而成，電路中兩個(gè)功率開關(guān)管的PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)相位相差180°^[10]。 

    圖2所示，兩級(jí)交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC變換器與單級(jí)拓?fù)湎啾龋斎腚娏骷y波在整個(gè)占空比范圍內(nèi)均得到改善。當(dāng)占空比為50％時(shí)，紋波電流接近零。

2 半橋LLC諧振變換器

    半橋LLC諧振變換器拓?fù)淙鐖D3所示。其采用PFM控制模式，即開關(guān)以互補(bǔ)導(dǎo)通的方式控制，通過改變開關(guān)頻率調(diào)節(jié)輸出電壓和電流。

2.1 半橋LLC諧振變換器工作原理

    串聯(lián)諧振回路中包括L_r、L_m、C_r 3個(gè)諧振元件，構(gòu)成了兩個(gè)不同的諧振頻率。當(dāng)整流側(cè)有電流流過時(shí)，變壓器的勵(lì)磁電感L_m被輸出電壓鉗位不參加諧振，諧振頻率只由L_r和C_r決定，故為：

    根據(jù)變壓器輸入電壓和負(fù)載的不同，工作分為模式I(f_m<f<f_r)，II(f=f_r)和III(f>f_r)，模式II和III包含在I中，所以本文僅對(duì)模式I作介紹，模式I波形如圖4所示。

    3種模式下變換器原邊開關(guān)管都能實(shí)現(xiàn)ZVS。模式I和II能實(shí)現(xiàn)副邊二極管的ZCS，但模式III副邊二極管有反向恢復(fù)損耗，所以應(yīng)盡量使其工作在f_r附近。

2.2 基于FHA穩(wěn)態(tài)建模與分析

    不同于傳統(tǒng)的PWM變換器利用平均值傳輸能量，LLC諧振變換器利用電壓電流基波分量傳輸能量，不考慮其他諧波，本文采用FHA^[9]對(duì)半橋 LLC進(jìn)行建模，如圖5所示。

    諧振電路兩端口模型可以由其傳遞函數(shù)H(s)表示：

    為了方便分析，用以下參數(shù)定義：

    如圖6(a)所示，當(dāng)f_n=1時(shí)，增益曲線上出現(xiàn)一獨(dú)立負(fù)荷點(diǎn)，該點(diǎn)時(shí)直流增益不受Q與k的影響恒為1，輸出特性最佳。當(dāng)f<1時(shí)，Q越大直流增益越小，存在一個(gè)極大值點(diǎn)，該點(diǎn)隨著Q的增加逐漸右移，直到與f=1重合。

    圖6(b)為電壓增益對(duì)fn的不同k值曲線，由圖知諧振頻率f_r(f_n=1)處呈現(xiàn)與負(fù)載無(wú)關(guān)的工作點(diǎn)，峰值點(diǎn)k值越大，峰值電壓增益越大，開關(guān)頻率上的電壓增益更敏感，使控制和調(diào)節(jié)更容易；但k值不能太大，否則勵(lì)磁電感過小，會(huì)造成過大的導(dǎo)通和關(guān)斷損耗。

    由圖5所示的統(tǒng)一FHA模型可得到諧振網(wǎng)絡(luò)歸一化輸入阻抗表達(dá)式：

    由式(7)可得歸一化輸入阻抗幅值表達(dá)式：

    當(dāng)f_n>f_n.cross時(shí)，|Z_n(f_n，K，Q)|隨著Q的減小而減小，特征阻抗的減小使得輸出電流變小；當(dāng)f_n<f_n.cross時(shí)，|Z_n(f_n，K，Q)|隨著Q的減小而增大，特征阻抗的減小使得輸出電流變小。因此，諧振變換器的工作頻率要盡量高于f_n.cross。此外，當(dāng)諧振頻率f_n工作在（f_n.cross，1）區(qū)間時(shí)才是諧振變換器的理想工作頻率范圍。因此需要找到（f_n.cross，1）范圍內(nèi)感性和容性區(qū)域的分界線。

    設(shè)Z_n(f_n，K，Q)的虛部為零，可得到LLC諧振變換器的容性和感性區(qū)域的分界線。分析結(jié)果如下：

    由式（13）可以描繪出M_max(λ，Q)的軌跡，就可得到感性和容性區(qū)域的分界線，如圖8所示。

    如圖8所示每個(gè)給定的Q值，增益曲線的峰值都落在容性區(qū)域。虛線為輸入阻抗的分界線，當(dāng)工作于容性區(qū)時(shí)開關(guān)管可實(shí)現(xiàn)ZCS，而工作于感性區(qū)時(shí)可實(shí)現(xiàn)ZVS。

    此外，通過式（13）可以求解fn，從而得到允許最大增益落在分界線上的最小歸一化頻率f_n.min：

    此外，把式(14)代入式(11)，可得允許最大增益落在分界線上的最大品質(zhì)因數(shù)：

    由式(14)、式(16)可確定諧振變換器的頻率區(qū)間。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

    為了驗(yàn)證理論分析的正確性，根據(jù)上文的分析和仿真設(shè)計(jì)了一臺(tái)1.5 kW實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果如下。

    圖9表明輸入側(cè)實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)且THD值低于4%；次級(jí)LLC諧振變換器的工作頻率約為96 kHz，接近諧振頻率；純阻性負(fù)載時(shí)輸出電流紋波為1.8 A。圖10為充電機(jī)輸出效率曲線，最高輸出效率可達(dá)94%。

4 結(jié)論

    本文設(shè)計(jì)了一款交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC電路作為前級(jí)，半橋LLC諧振電路作為后級(jí)的兩級(jí)式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的車載充電機(jī)。試驗(yàn)結(jié)果表明：在175~265 V的交流電壓輸入范圍內(nèi)充電機(jī)能夠保持高效穩(wěn)定地工作，整機(jī)運(yùn)行功率因數(shù)可達(dá)至0.99，輸入電流諧波含量能夠控制在4%以下。額定負(fù)載時(shí)，后級(jí)LLC諧振變換器的開關(guān)頻率可控制在諧振頻率附近，實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)，確保功率開關(guān)管工作在ZVS狀態(tài)，降低了開關(guān)管損耗和溫升，輸出整流二極管能實(shí)現(xiàn)ZCS，降低了反向恢復(fù)損耗。在阻性、容性負(fù)載條件下均具有較高的效率，最高可達(dá)94%。

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作者信息:

林玉婷，曹太強(qiáng)，陳雨楓

(西華大學(xué) 電氣與電子信息學(xué)院，四川 成都610039)