0 引言

    隨著電力電子技術的不斷發展，逆變器廣泛應用于電力電子設備當中，而傳統的逆變器在不平衡負載或非線性負載條件下會產生不平衡的三相電壓。為了解決這個問題，許多學者提出了一系列拓撲結構，如模塊化三相逆變器、帶中間變壓器的三相逆變器、分電容逆變器和三相四橋臂逆變器。其中，三相四橋臂逆變器能夠在非線性負載條件下輸出三相對稱電壓，其第四橋臂直接控制中性點電流，具有控制簡單，電壓利用率高，無需大容量電容器等優點，日益受到了人們的青睞^[1-3]，逆變器電路拓撲結構如圖1所示。針對傳統的正弦脈寬調制（SPWM）方案低效率和高電壓諧波等缺點，本文擬提出一種SVPWM調制^[4]和電流滯環調制^[5]相結合的新型閉環控制方案，這種方案完全不同于其他方案，前三橋臂采用空間矢量調制，第四橋臂單獨采用電流滯環調制；不僅具備空間矢量調制低開關損耗和低電壓總諧波失真的優點，還兼具電流滯環調制快速動態響應、易于數字化實現及魯棒性強等優點。

1 逆變器控制新方案

    逆變器控制新方案如圖2所示，逆變器輸出電壓V_abc與參考電壓V_ref進行比較，通過電壓外環PI控制器，其輸出參考電流與電感電流I_Labc進行比較，通過電流內環PI控制器得到直流電壓矢量u_dq，再經過前三橋臂SVPWM調制得到前三橋臂的開關管調制信號；第四橋臂采用跟蹤前三相電流信號的電流滯環調制得到其開關管的調制信號。同時，本文采取了鎖相環技術，來減小電壓諧波畸變對檢測負載電壓角度θ的影響。

2 前三橋臂調制方案

2.1 前三橋臂的雙閉環解耦控制

    本文采用負載電壓控制策略，外環的電壓輸出信號被指定為內環電流參考信號，用于控制輸出電流，從而改善控制對象，實現穩定的三相逆變輸出。為了便于分析，應先建立四橋臂逆變器在abc坐標下的平均電路模型^[6]，如圖3所示。

    根據電路模型可知

其中u_d，u_q，i_Ld，i_Lq，d_d，d_q是同步坐標系中的輸出電壓、電感電流和占空比。相對于傳統的四橋臂一體化的SVPWM調制，新方案使控制信號模型由三維空間分布變為二維空間分布，這有利于控制方案的算法簡化。為了使PI調節器更加穩定，需設計解耦控制器消除式中的耦合分量，由式(4)變換得：

    在式(7)中，d軸負載電流I_Ld的微分方程中不包含q軸分量，對于q軸負載電流I_Lq，也同樣實現了解耦控制。又由式(6)可知，直流電壓矢量u_dq再經過dq/αβ轉換將得到內循環的輸出，最終通過SVPWM調制獲得前三橋臂開關管的切換狀態信號。

2.2 前三橋臂SVPWM調制

    為了實現前三橋臂SVPWM實時調制，應該清楚參考電壓矢量U_ref扇區所在方位^[7]，U_ref以轉角頻率ω逆時針旋轉，其電壓空間矢量如圖4所示。

    當確定U_ref的扇區時，需要計算扇區邊界上的兩個標準向量和無效零向量的作用時間^[8]。全部扇區的作用時間t₁、t₂如表1所示。

    基于表1所得的各扇區基本矢量作用時間t₁、t₂，使用七段SVPWM調制^[9]得到所需的脈沖寬度調制波形。

3 第四橋臂電流滯環調制方案

    電流跟蹤調制^[10]是第四橋臂調制方案的關鍵，電流跟蹤調制通常采用電流滯環調制。電流滯環調制是一種動態響應迅速、模型設計簡單、調制精度高且具有良好魯棒性的調制方式；所以第四橋臂采用電流滯環調制方案。由平均電路模型推導得：

式中V_z為負載零序電壓。

    由式(8)可以得出，只需要控制電流i_Ln，使其能滿足i_Ln=-(i_La+i_Lb+i_Lc)，便可以校正零序電壓失真，由此提出如圖5所示的第四橋臂電流跟蹤調制方案。

    通過電流滯環調制方案使每個電流調制器直接產生開關信號，以此來調制由S₇、S₈開關管構成的第四開關橋臂。

4 實驗仿真

    為了驗證新方案的正確性，對其進行了Simulink仿真分析，實驗參數：逆變器前級頻率10 kHz，濾波電感5 mH，濾波電容10 μF；逆變器輸出電壓頻率50 Hz，額定電壓220 V，額定功率6 kW；滯環環寬ΔI設定為0.3 A。實際應用中的不平衡負載一般指阻抗不平衡，由此設定A、B和C三相的負載分別為額定負載20 Ω、額定負載20 Ω和不平衡負載40 Ω。

    實驗結果表明，在不平衡負載的條件下，普通的三相三橋臂逆變器輸出的三相電壓正弦波形明顯不平衡，其逆變器的電壓波形和電流波形如圖6所示。在相同條件下，采用了新控制方案的三相四橋臂逆變器輸出了三相對稱正弦電壓，其電壓波形和電流波形如圖7所示，C相峰值電流為A、B兩相峰值電流的1/2，各相峰值電壓為A相220.59 V、B相220.61 V、C相220.96 V，電壓偏差均小于0.5 V；電壓畸變率(THD)均小于5%。

    圖8(a)是前三橋臂調制信號波形，波形為鞍馬波，還包含了電感電流反饋的鋸齒波；第四橋臂調制方案能夠有效消除零序電壓，其調制信號波形如圖8(b)所示。

    逆變器輸出電壓諧波分析結果如圖9所示，據圖9可知，在不平衡負載條件下，采用新控制方案的三相四橋臂逆變器輸出電壓的總諧波失真僅為3.31％，而普通逆變器輸出電壓的總諧波失真高達18.79％。結果表明，本文提出的逆變器控制方案減小了逆變系統的電壓總諧波失真。

5 結論

    本文提出了一種三相四橋臂逆變器前三橋臂SVPWM調制和第四橋臂電流滯環調制相結合的新型控制方案，并實現了逆變器的雙閉環解耦控制，控制算法相對簡單，實際計算量小；在不平衡負載條件下，采用新控制方案的四橋臂逆變器輸出的三相電壓波形更接近正弦波，總諧波失真率和諧波分量均顯著下降，極大地提高了逆變系統的條件適應性。

參考文獻

[1] 孫馳，魯軍勇，馬偉明.一種新的三相四橋臂逆變器控制方法[J].電工技術學報，2007，22(2)：57-63.

[2] 費蘭玲.不平衡負載下三相四橋臂逆變器的控制與實現[D].武漢：華中科技大學，2011.

[3] 唐成.基于三維空間矢量控制的三相四橋臂逆變器的研究與設計[D].株洲：湖南工業大學，2014.

[4] 趙峰，理文祥，葛蓮.基于SVPWM控制的逆變器仿真研究[J].電源技術，2012，36(9)：1386-1389.

[5] 洪乃剛.電力電子電機控制系統仿真技術[M].北京：機械工業出版社，2013：192-194.

[6] LIU C，WANG F，BAI H.High performance controller design with PD feedback inner loop for three-phase four-leg inverter[C]//IEEE Conference on Industrial Electronics and Applications.IEEE，2009：1057-1061.

[7] 石存瑋.逆變器的三相不平衡負載控制方法研究[D].成都：西南交通大學，2014.

[8] 茹心芹，韋徵，王偉，等.微網逆變器不平衡負載控制技術研究[J].電力電子技術，2016，50(7)：40-43.

[9] 吳斌，衛三民.風力發電系統的功率變換與控制[M].北京：機械工業出版社，2012：42-45.

[10] 邵宇，馬海嘯.一種三角波注入的三相四橋臂逆變器控制策略[J].電測與儀表，2014，51(19)：81-85.

作者信息：

孫靈芳，李知遠，紀慧超

（東北電力大學 自動化工程學院，吉林 吉林132012）