0 引言

    寬帶掃頻源和頻率合成器是大多數電子系統必不可少的組成部分，更是無線通信系統的核心。其中寬帶壓控振蕩器(VCO)是寬帶頻率源的關鍵模塊。近年來，隨著集成無線通信系統的迅猛發展，對芯片內VCO 的指標需求越來越高，寬帶VCO成為射頻芯片開發領域的一大研究熱點。恒定的壓控增益可以讓LC VCO 在PLL中表現出更好的性能，提高PLL的工作穩定性；此外，為了滿足應用越來越被廣泛的微型以及便攜性設備的需求，LC VCO的低功耗設計也一直是一個重要的被關注點。本文采用SMIC 0.18 μm Mixed Signal CMOS工藝設計了高性能的寬帶LC壓控振蕩器，主要設計思路包括：

    (1)采用模擬式振幅負反饋的方式，通過模擬電路實現對偏置電流的負反饋控制，從而有效地在控制LC VCO電路功耗的同時，實現在不同的調諧頻帶和頻率調諧控制電壓的設置下輸出振蕩信號的幅度相同。

    (2)采用通過數字控制的單刀雙擲開關控制可變電容陣列的調諧，同時對固定電容單元進行開關的方法，實現了在寬頻率調諧范圍內、不同頻帶的電壓調諧曲線的壓控增益更加一致，并且所有相鄰頻帶之間的頻率間隔近似相等的壓控增益曲線。

1 電路設計

1.1 模擬式振幅負反饋控制

    在寬帶LC VCO的設計中，功耗的控制以及不同頻率輸出信號的振蕩幅度變化是一個需要重視的問題。本設計采取模擬式振幅負反饋控制的方式來調整LC VCO核心電路的電流大小。通過調節偏置電流大小的方法，使得LC VCO輸出振蕩信號在整個輸出頻率范圍內擁有較為一致的幅度，并降低振蕩穩定時電路的功耗。同時，該結構在振蕩器起振階段可以提供較大的偏置電流，保證其在不同的工藝角和溫度下都能夠快速有效地起振。通過增大起振階段的偏置電流，LC VCO起振時所需要的正反饋增益得到了增大，因此適當減小差分交叉耦合對管的尺寸仍可以保證滿足巴克豪森準則。減小差分交叉耦合對管的尺寸可以降低其柵極等效電容對諧振網絡的影響，使LC VCO可以達到更高的輸出頻率。

    圖1給出了本設計LC VCO的模擬式振幅負反饋電流控制結構示意圖。該結構形成了一個自動幅度控制環路，包括高頻全波整流模塊(由MOS管M7、M8和電阻R2、R3構成)、低通濾波模塊(或稱為積分模塊，由電阻R1和電容C1構成)以及壓控電流源(由MOS管M1、M2和M9構成)。電路初始階段，通過設置偏置電壓V_ref使M7和M8截止，電容C1上沒有電量的積累，M9的柵極電壓通過電阻R1和R2接地為零，此時其柵-源偏置電壓最大，使得產生的電流最大。該電流通過M2和M1構成的電流鏡給LC VCO的核心電路提供大的電路，以促使LC VCO起振。當LC VCO振蕩建立，振蕩幅度逐漸增加以后，振蕩幅度不斷增大，導致M7和M8在振蕩周期內的一段時間可以開啟，高頻全波整流模塊形成導通電流對電容C1充電，并且使得電阻R2非接地端的平均電壓增加，M9的柵端電壓升高。此時，M9的柵-源偏置電壓降低，產生的電流減小，從而會導致通過電流鏡鏡像注入LC VCO核心電路的電流降低。最終的注入電流大小和輸出信號的振蕩幅度到達一個平衡點，兩者都不再變化。當高頻全波整流模塊的工作速度足夠的情況下，在LC VCO的整個輸出頻率范圍內，這個平衡點的狀態都是一致的，由電路的結構和各個器件的尺寸決定。因而在LC VCO的整個輸出頻率范圍內，輸出的振蕩幅度可以保持一致。

1.2 雙控制電容陣列結構

    本設計的LC VCO采用圖2所示的可變電容單元和固定電容單元同時由數字控制的陣列結構來獲得不同的電壓調諧頻帶。其中可變電容陣列采用之前所述的可變電容單元結構作為基礎單元，由如圖3所示的單刀雙擲開關進行狀態切換控制。單刀雙擲開關控制可變電容陣列中可變電容單元的壓控調諧控制端在環路濾波器電壓和電源電壓之間進行切換。當可變電容的壓控調諧控制端接在固定電位的電源電壓上時，可以將可變電容單元視為一個電容值較小的固定電容。固定電容單元和可變電容單元為一一對應的狀態，其開關控制和單刀雙擲開關的數字控制相對應：當單刀雙擲開關接環路濾波器電壓時，可變電容單元可調諧，固定電容單元的MOS開關打開，接入諧振回路；當單刀雙擲開關接環電源電壓時，可變電容單元不可調諧，固定電容單元的MOS開關關閉，不接入諧振回路；通過對可變電容單元和固定電容單元內可變電容和固定電容進行尺寸優化，寬帶LC VCO可以實現不同調諧頻帶內恒定的壓控增益以及調諧頻帶之間相等的頻率間隔。

    為了得到寬的壓控調諧范圍，將本設計的LC VCO共分為了16個頻帶。當LC VCO工作在第1個，即最高的頻帶時，只將一路可變電容單元的壓控調諧控制端接環路濾波器電壓，同時打開其對應的固定電容單元的MOS開關使其接入諧振回路。其他15個可變電容單元的壓控調諧控制端接電源電壓，同時使它們對應的固定電容單元的MOS開關關斷。以此類推，當LC VCO工作在第n個頻帶時，將n路可變電容單元的壓控調諧控制端接環路濾波器電壓，同時打開其對應的固定電容單元的MOS開關使其接入諧振回路，其他16-n個可變電容單元的壓控調諧控制端接電源電壓，同時使它們對應的固定電容單元的MOS開關關斷。為了避免固定電容接入較多時，造成頻帶內的壓控增益相對較低的問題，本設計采用通過增加此時接入的可變電容的大小的方法來提高該頻帶的壓控增益，使得每條頻帶的壓控增益基本保持一致；進一步地，通過計算調制固定電容和可變電容的大小，可以在頻帶切換時保證相鄰子帶之間的頻率間隔的一致。

    下面給出當需要切換不同的頻帶時，電容陣列中需要的固定電容和可變電容大小取值的計算方法。根據設計指標中最高頻率的子帶的中心振蕩頻率F_MAX和最低頻率的子帶的中心振蕩頻率F_MIN以及相鄰頻率子帶的頻率間隔Δf，可以知道需要的可變電容單元的數量為：

2 版圖和仿真

    在確定了電容陣列的結構和內部器件參數取值之后，可以通過譯碼器用4位控制字D₃D₂D₁D₀的組合分別對應16條頻率子帶，D₃D₂D₁D₀二進制的數值從低到高的變化分別對應中心頻率從高到低變化的頻率子帶。采用譯碼器的主要目的是減少數字控制端的位數，從而節約芯片端口或者數字寄存器的數量。本文采用了SMIC 0.18 μm RF CMOS工藝進行電路和版圖的設計，圖4給出了本設計的版圖。

    圖5給出了當控制字D₃D₂D₁D₀=0000，LC VCO切換至頻率最高的子帶，并設V_tune=1 V時的瞬態波形仿真結果。從仿真結果可以看到，振蕩器的振蕩信號的峰峰值為1.03 V。

    通過數字控制切換頻率子帶，仿真所得的各個子帶內的壓控增益曲線如圖6所示。從圖6中可以看到，通過對可變電容陣列的結構以及參數的優化，本設計的LC VCO在2.15 GHz～3.03 GHz的寬頻率范圍內實現了較為恒定的頻帶內壓控增益和頻帶之間的頻率間隔。所有的頻帶中，壓控增益在70 MHz/V～80 MHz/V之間，且具有很高的線性度。相鄰頻帶之間的間隔穩定在40 MHz～50 MHz之間，并且有很大的頻率重疊，這樣就可以確保本設計的寬帶LC VCO在采用了自動頻率控制(AFC)的鎖相環頻率綜合器中能夠覆蓋調諧范圍內的所有頻率，并且使PLL的自動控制工作狀態穩定可靠，同時具有很好的參考雜散抑制能力。

    圖7給出了當設置控制字D₃D₂D₁D₀=0000、壓控調諧電壓V_tune為0.9 V時的相位噪聲仿真結果。仿真所得的相位噪聲為：-97.5 dBc/Hz@100 kHz，-120.0 dBc/Hz@1 MHz，-140.5 dBc/Hz@10 MHz。表1給出了在不同控制字下，V_tune為0.9 V時，在1 MHz頻偏處的相位噪聲的具體數值。從給出的仿真結果可以看到，本設計的LC VCO在其輸出頻率范圍內的相位噪聲在-123 dBc/Hz@1 MHz～-120 dBc/Hz@1 MHz之間。

    表2給出了本設計的寬帶LC VCO的仿真結果匯總表。從仿真結果可以看出，本設計的LC VCO的壓控增益在全部覆蓋頻率范圍內的變化很小，具有良好的線性度。

    式(4)給出了當前廣泛采用的衡量VCO的性能指標的品質因數FoM(Figure of Merit)的表達式：

式中，f₀代表振蕩器輸出振蕩信號的頻率，f_offset代表偏離輸出振蕩信號頻率的頻偏量，L(f_offset)代表頻偏處的相位噪聲大小，P_dc代表振蕩器電路消耗的功率。根據式(4)，表3給出了本設計的LC VCO的性能指標與其他文獻的對比，從中可以看出，本設計的LC VCO具有良好的綜合性能。

3 總結

    本文采用SMIC 0.18 μm CMOS工藝設計了恒定壓控增益的寬帶LC VCO。采用模擬式振幅負反饋的方式，通過模擬電路實現對偏置電流的負反饋控制，既控制了功耗，同時實現了不同振蕩頻率信號的幅度相等。考慮到壓控調諧線性度和頻帶間隔對AFC控制的PLL工作可靠性以及參考雜散抑制的影響，采用了數位雙控制電容陣列結構以實現恒定的壓控增益和相等的調諧頻帶間隔。通過后仿真可以看到，本設計的LC VCO相鄰頻帶之間的間隔穩定在40 MHz～50 MHz之間，在所覆蓋的全頻率范圍內，壓控增益在70 MHz/V～80 MHz/V之間，且具有很高的線性度。本設計的品質因數(FoM)為-183.9 dB，具有良好的性能，可以很好地達到設計要求。

參考文獻

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作者信息:

田  密1，韓婷婷1，王志功2

(1.中國航天科工集團八五一一研究所，江蘇 南京210007；2.東南大學射頻與光電集成電路研究所，江蘇 南京210096)