目前，頻譜資源日益緊張，為了提高頻譜資源的利用率，空間通信系統越來越多地采用非恒定包絡的信號調制方式，例如星地數傳系統中應用的SRRC-OQPSK、8PSK以及16QAM等。這將使通信系統中頻譜資源緊張的問題在一定程度上得以解決。

　　通常，非恒定包絡調制信號經過非線性的功率放大器放大后會產生信號失真，由此導致通信的干擾。它還具有較高的峰均比，對信道的非線性特性非常敏感。特別是功率放大器工作在飽和狀態時，將使發射信號產生嚴重的非線性失真，導致一系列影響通信質量的后果，如頻帶內的相位和幅度失真。由此導致接收端對信號解調后的星座圖的惡化，產生碼間干擾，造成誤碼率上升。同時，功率譜密度邊帶的提高會出現頻帶外失真，導致頻譜再生和鄰道干擾[1]。為使非恒定包絡的調制信號經過功放后不產生非線性失真，通常采用線性回退的方法來達到線性的要求。但結果是功率放大器工作在線性狀態，效率非常低。

　　為滿足現代無線通信技術的需求，射頻功放線性化技術得到了迅速發展。多種支持功放線性化和效率增強方面的技術已經應用在無線通信系統中，如功率回退技術、前饋技術和負反饋技術[2]、LINC（Linear Amplification with Nonlinear Components）技術[3]、CALLUM（Combined Analogue Locked Loop Universal Modulator）技術[4]、包絡跟蹤ET（Envelope Tracking）、消除和恢復（Elimination and Res-toration）技術、預失真技術、Doherty技術等。在各種線性化技術中，數字預失真技術是一種在數字域可以改善功放線性化以及提高功放效率的理想技術。

　　由于衛星上能源嚴格受限，完成星-地數據傳輸功能的空間通信系統需要實現高效率工作。因此，空間通信系統中的功率放大器需要在輸入功率一定的條件下，使輸出功率盡可能大。由此，放大器需要工作在飽和狀態。空間通信系統中功放的線性化成為了一個有意義的研究課題。為了解決通信系統高效率與高線性度間的矛盾，需要一種既能使通信系統采用非恒包絡的高階調制方式，也可讓功率放大器工作在飽和狀態而調制信號的線性特性不出現惡化的解決方案。針對空間通信系統的應用需求，本文開展了數字預失真技術應用在星載數傳系統的研究，詳細闡述了一種用于空間通信中的數字預失真器及其預失真處理前后的信號輸出特性結果。

1 數字預失真的實現過程

　　1.1 設計方案

　　圖1給出了一種應用SRRC-OQPSK調制模式的空間數傳發射機系統。非恒定包絡的基帶信號經成形濾波后，經非線性函數預失真器變換后經數/模轉換成模擬信號，再調制后經功率放大器放大后輸出并通過天線發射出去。經過功放的輸出功率需要耦合出一部分信號，經過解調，送到模/數轉換模塊后輸出的數字信號經過提取，獲得已調信號經過功放后輸出特性參數，通過反饋回路和自適應算法進行查找表的更新后實現數字預失真功能。

　　圖2的技術方案基于FPGA硬件平臺，實現框圖給出了基帶信號產生及其中頻調制的過程，通過開關控制可實現預失真或非預失真模式的選擇。

　　圖2所示的數字預失真方案先由偽隨機序列產生基帶數據，再經串/并轉換和星座映射及FIFO數據接口模塊后，送入升余弦滾降濾波器(SRRC)模塊以產生兩路基帶OQPSK信號經成形濾波后的信號。其中SRRC濾波器的實現主要通過FIR的IP核，系數主要通過MATLAB工具箱推演出，生成.coe文件導入FIR模塊中。信號經CIC插值濾波器模塊完成速率變換后，送入數字預失真模塊進行處理，最后送入中頻調制模塊實現OQPSK基帶信號的中頻調制輸出。該模塊處于OFF模式時不工作，產生的信號為一個未經數字預失真以及功放的原始信號（raw signal）；在ON模式下預失真模塊工作，產生信號為OFF模式下的原始信號經數字預失真處理過但未經功放處理過的信號。

　　1.2 實現方法

　　圖3為對應圖1中的虛線部分，即實現SRRC-OQPSK調制方式的基帶信號產生及其調制的原理框圖。包含偽隨機序列信號源、時鐘分配、FIFO接口、串/并轉換、星座映射、CIC插值濾波器、SRRC升余弦滾降濾波、截位、數據尺度縮放、內插速率選擇、數字預失真地址和乘法器及其地址對應內容，以及中頻調制共13個模塊。其中，若I路/Q路信號時間不同步，則要通過FPGA軟件仿真后找到不同步的時間，并利用延時模塊使之同步。上述模塊都是通過編寫VHDL代碼并下載程序到FPGA硬件電路板上實現的。

　　對于整體方案中的非線性函數模塊，需要這個模塊來擬合一條與非線性功放輸入/輸出歸一化特性曲線成反函數的特性曲線。通過使用一乘法器乘以查找表（LUT）結構中存儲的系數，來實現非線性函數F-1功能的預失真器。該模塊主要用I/Q兩路信號分別進行預失真處理來實現，預失真查找表地址產生模塊的實現方法如圖3所示，其中z-n代表延時(n代表延時的時間數)。實部表和虛數表的地址通常都用I的平方與Q的平方之和的平方根表示，即功率檢測的值，由此計算出輸入平均功率大小的值作為查找表的地址，按升序排列。該結構需要使用兩個乘法器和一個加法器，并且最后需要截位。

　　預失真查找表模塊主要由4 096個地址和對應的4 096個地址內容組成，通過Matlab工具計算出其地址對應的內容。圖1所示系統中，從高頻功放（HPA）的輸出功率中耦合出一部分信號，經過解調，送到模/數轉換模塊。經過對OQPSK未放大前和被HPA放大后的信號分別對應的功率值進行測量，提取出所需功放在某個固定溫度下的 HPA輸入/輸出功率的特性參數，如表1所示。

　　利用Matlab軟件對該功放特性曲線進行歸一化，再求出其反函數。通常用該軟件中polyfit函數編寫*.m文件，即用最小二乘法對該曲線進行多項式擬合，并求出該多項式的系數。然后對該曲線進行線性插值，將得到的其反函數的輸入/輸出功率特性做成一張4 096個地址及其對應內容的查找表，并生成FPGA中IP核中ROM模塊可以調用的*.coe類型文件,然后將該文件調用到圖2的工程文件內非線性變換函數模塊對應的ROM模塊中。通過乘法器乘以ROM對應的每個地址的內容，最后預失真后的信號經過DAC(數/模轉換)和調制以及射頻域的功放放大后，通過天線發送出去。

2 實驗結果

　　圖1所示數傳系統采用了Xilinx公司kc705型號的FPGA板和太速科技公司AD9777型號的AD/DA附加板作為控制核心，還包括混頻器、可調衰減器、信號源、某波段的射頻功放以及帶數字解調功能的頻譜儀等。測試方案如圖4、圖5所示。

　　依據圖4、圖5所示方案，對已經及未經預失真的信號進行了測試。分別完成了圖4中A、DAC-C、兩點以及圖5中D、DAC-B兩點對應信號的測量。測試結果如圖6、圖7所示。圖6(a)及圖6(b)分別表示圖4中A處信號在Xilinx ise14.2軟件環境中的測試結果及DAC-C處輸出信號對應的星座圖和頻譜圖。其中載波頻率60 MHz的offset EVM為4.718 6%，EVM為4.718 1%，幅度誤差為0.25 dB，相位誤差為2.600 9°。

　　圖7(a)及圖7(b)分別表示圖5中D處信號在Xilinx ise14.2軟件環境中的測試結果及DAC-B點輸出信號對應的星座圖和頻譜圖。其中載波頻率60 MHz的offset EVM為9.206 5%，EVM為9.096 6%，幅度誤差為0.48 dB，相位誤差為4.617 9°。圖6(b)和圖7(b)的信號碼元速率均是1 Mb/s。

　　本文基于FPGA硬件系統，初步完成了SRRC-OQPSK調制方式的基帶信號經預失真處理后輸出中頻60 MHz的測試工作。預失真前后的測試結果表明，數字預失真器輸出特性符合系統設計要求。下一步工作將完成數字預失真器級聯射頻通道后數傳系統性能的測試驗證工作。

　　參考文獻

　　[1] VUOLEVI J，RAHKONEN T.Distortion in RF power ampli-fier[M].Norwood：Artech House，2003.

　　[2] CHEN K，MORRIS K A，BEACH M A.Combining envelopeelimination and restoration and predistortion techniques foruse in IEEE802.llg system[J].lET Microwaves，Antennas &Propagation，2007，1(4)：832-838.

　　[3] Zhou Yijun，CHIA M Y W.A novel alternating and out-phasing modulator for wireless transmitter[J].IEEE Transac-tions on Microwave Theory and Techniques，2010，58(2)：324-330.

　　[4] DAWSON J L，LEE T H.Cartesian feedback for RF poweramplifier linearization[C].Proceedings of the 2004 AmericanControl Conference，Boston，2004：361-366.