0 引言

    LED具有發光效能高、光學性能好、壽命長等優點，廣泛應用于照明、背光源等領域^[1]。實際應用中，常常需要將多個LED串并聯，為了保持各并聯LED串發光強度與熱效應一致，必須解決各并聯LED串之間的電流均衡問題。另一方面，傳統大功率LED驅動器原邊大多采用LLC諧振^[2-4]，變換器工作在連續模式，只能實現開關管零電壓（ZVS）導通，副邊整流二極管無法實現零電流（ZCS）關斷，造成二極管的反向恢復問題。文獻[5]采用CLL諧振，能在全負載范圍內實現開關管ZVS開通和ZCS關斷，且電路始終工作在諧振點，但電路采用兩級DC/DC結構，電路復雜。

    傳統大功率LED驅動器一般采用PFC+DC/DC+恒流模塊的三級式結構，電路復雜，效率低。本文提出了一種新型大功率LED驅動器，電路采取Boost型PFC+CLL諧振兩級式結構，效率高，電路簡單。

1 電路原理

    本文提出的基于CLL諧振的多路輸出LED驅動器如圖1所示。前級PFC主電路采用Boost拓撲，可以抑制諧波污染，提高功率因數，并且輸出電壓恒定，為后級DC/DC電路提供穩定的電壓。CLL諧振電路能在全負載范圍內實現開關管的ZVS開通和整流二極管的ZCS關斷，提高了電路效率。CLL諧振電路副邊僅使用電容作為均流元件，避免了磁性元件的弊端，能直接驅動多路LED負載，從而節省了傳統LED驅動器的第三級恒流模塊。而且，電路能方便地推廣到多路輸出的應用場合，易于實現模塊化。

    前級PFC主電路采用Boost拓撲，電路工作在電流臨界模式。圖2為半個工頻周期內電感電流波形圖。其工作原理如下：每一周期開始時，開關管S₃導通，電感電流i_Lb線性增加，電感電流變化率為然后將電感電流的檢測信號和參考信號相比，當檢測電流值等于參考值時，開關管S₃關斷，電感電流減小，當電感電流降為零時，開關管S₃再次導通，進入下一個開關周期，如此周而復始^[6]。

    由于可以近似地將一個開關周期內的電網電壓認為是定值，所以電感電流在半個工頻周期內達到峰值時的值為：

    由式(1)可以看出，在每個開關周期中電感電流峰值i_{Lb_pk}為 sinωt的函數，如果保持導通時間T_on不變，則在半個工頻周期內電感電流的峰值包絡線是正弦變化的。

    后級DC/DC采用CLL諧振變換器，分為連續模式和斷續模式，本文中CLL諧振工作在斷續模式。圖3為斷續模式下的波形圖，各具體模態分析如下。

    (1)模態1[t₀-t₁]：t₀時刻，S₁、S₂關斷，由于電路工作在斷續模式，C_r的電流i_cr等于L₁的電流i_L1且i_cr<0，流過變壓器原邊電流值i_L2為0。寄生電容C_oss1放電，同時寄生電容C_oss2充電。

    (2)模態2[t₁-t₂]：t₁時刻，|i_cr|開始大于|i_L1|，i_L2>0，此時副邊二極管D₁和D_2n-1開始導通，直至t₄時刻結束。

    (3)模態3[t₂-t₃]：t₂時刻，C_oss1和C_oss2充放電結束，i_cr流過S₁的體二極管D_o1，為S₁的零電壓開通創造條件。

    (4)模態4[t₃-t₄]：t₃時刻，S₁零電壓開通，直到t₄時刻，i_cr=i_L1，模態4結束。

    (5)模態5[t₄-t₅]：t₄時刻，i_L2=0，D₁、D_2n-1零電流關斷，此時不再有電流流過變壓器副邊，電路工作在斷續模式。t₅時刻，S₁關斷，模態5結束。

    此后半個周期中電路工作狀態與前半個周期類似。

    根據電容的充電平衡原理，在一個開關周期內的電容的電荷總和為零，即正電荷量等于負電荷量，由此可以推出式(2)。流過C_b2的正電荷量和負電荷量為Q₅和Q₆，流過四路負載LED₁、LED₂、LED₃、LED₄的平均電流分別是相應電荷量Q₁、Q₂、Q₃、Q₄的開關周期平均值，如式(3)所示。

    即四路輸出負載電流相等，而且i₁=i₂。由此可見，僅通過均流電容就可以實現四路LED負載的自動均流。

2 加平衡電容時CLL諧振變換器增益特性

2.1 穩態分析

    C_b1、C_b2和C_b3上的電壓可以分為直流分量和交流分量兩部分之和。直流分量用直流電壓源V_cb1、V_cb2和V_cb3表示，交流分量用沒有直流偏置的電容C_b1、C_b2和C_b3表示。四路負載等效為電壓源V_o1、V_o2、V_o3和V_o4，變壓器副邊繞組電壓直流分量用V_s表示，如圖4所示。在模態Ⅰ和模態Ⅱ中，根據基爾霍夫電壓定律，可得式(5)。

2.2 增益分析

    根據圖5，多路輸出CLL諧振變換器可以等效為單路輸出CLL諧振變換器。通過基波簡化，可以得到最終交流等效電路如圖6所示。

    采用基波近似法，可以推導出加平衡電容的CLL諧振變換器直流電壓增益公式為：

    圖7為CLL諧振變換器恒流曲線，圖中每一條曲線對應一個恒定輸出電流時，輸出電壓隨頻率的變化。所有曲線在f₁時，即諧振頻率點時，輸出電壓相同。

3 關鍵電路參數的設計原則

    前級PFC電路工作在臨界模式，電感Lb可由式(13)獲得：

    后級CLL諧振電路主要參數為：輸入電壓為400 V的直流電壓，每路輸出350 mA，輸出電壓為80~120 V。本文以此為主要參數設計了CLL諧振電路的n、k、B。

    CLL變換器在諧振點f₁處的電壓增益為：

    可見，為得到最佳設計點(諧振點)，則變壓器匝比N_or=V_in(k+1)(B+1)/2V_o(kB+k+1)。

    圖8為輸出電流為0.35 A時不同匝比n的恒流曲線，如果變壓器匝比設計為n=N_or，工作頻率范圍較廣，不利于磁性元件的設計。為減小工作頻率范圍，實際變壓器繞組匝比n應略大于額定變壓器匝比N_or。由圖7可知，n越大，工作頻率范圍越小，但是過大的n會導致變換器工作頻率較低，增大磁性元件的體積，降低效率，所以n不宜過大。

    由圖9可知，k越大，工作頻率范圍越小。但是k越大，變換器工作頻率越低，導致效率降低，因此折中取k=10。

    由圖10可知，B越大，工作頻率范圍越小，且工作頻率越靠近諧振頻率，有利于提高效率。但是B越大，C_b1、C_b2也越大，在電路啟動時，各路輸出電流會出現不均衡的現象，因此折中取B=5。

4 實驗結果

    根據上述分析，制作了實驗樣機。主要設計參數如下：PFC電感L_b=120 μH，諧振電容C_r=22 nF，諧振電感L₁=580 μH，諧振電感L₂=58 μH，CLL諧振變壓器匝比n=3:1，均流電容C_b1=C_b3=470 nF，C_b2=10 μF。

    圖11是四路LED輸出電壓和輸出電流波形，圖中V_o1=118 V，V_o2=99.4 V，V_o3=88.3 V，V_o4=77.8 V，實驗表明各路LED負載電流幾乎相等。

    圖12(a)為CLL諧振電路原邊開關管S2的柵級和漏源級電壓波形，圖12(b)為整流二極管D₁的電壓和電流波形，從圖12(a)、(b)可以看出電路實現了開關管ZVS開通和整流二極管ZCS關斷。圖12(c)為輸入電壓U_in和輸入電流i_in的波形圖，從圖中可見輸入電流波形的正弦特性較好，與輸入電壓基本同相位，功率因數較好。圖12(d)為開關管S₃的柵極電壓波形和電感L_b的電流波形。由圖可知，開關管S₃開通，電感電流上升至峰值時，開關管S₃關斷，電感電流下降。因此，前級Boost型PFC電路工作在臨界模式。

    表1列出了220 V交流輸入時，不同輸出電壓與輸出電流值，由表1可知，不同輸出電壓下，各路輸出電流值幾乎相等，與理論分析一致。

    圖13為220 V交流輸入時，電路的功率因數PF和效率η的變換曲線。整機平均效率超過90%，最高效率達到93%，PF值高于0.96。

5 結論

    本文提出了基于CLL諧振的大功率多路輸出LED驅動器，該電路采用BCM Boost+CLL半橋諧振變換器的兩級拓撲結構。該電路能夠實現開關管的ZVS開通和整流二極管的ZCS關斷，提高了整機效率。該電路易于擴展，且能在寬輸出電壓范圍內實現各路輸出均流。根據本文給出的設計方法，研制了一臺驅動電源，實驗表明，各LED串之間能實現精確均流，能實現較高的功率因數，驗證了理論分析的正確性。

參考文獻

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