文獻標識碼： A
文章編號： 0258-7998(2014)05-0068-04
超級電容作為一種雙電層電容，因其具有瞬時提供大功率、充放電速度快、使用壽命長、工作環境溫度寬、充放電次數多等特性，已廣泛應用于電力系統功率補償設備及混合動力汽車中[1-3]。
由于在串聯過程中各單體間容量偏差、漏電流以及等效串聯電阻等因素對超級電容的影響不容忽視，不同單體會出現過充、過放等現象[4]。為了有效利用超級電容，需采用均衡電路的方法減小或消除單體的不均衡。
目前已有很多電壓均衡方法，主要分為兩大類：耗散型和非耗散型。耗散型[5]均衡方法包括并聯分流電阻法、并聯穩壓二極管法。其優點是結構簡單、易于實現且無需控制；缺點是損耗大、效率低。非耗散型均衡方法優點是能量轉換效率高、均衡速度快；缺點是由于加入了一些電子元器件，不僅增加了電路的復雜性，也使系統在控制上產生了一定難度。在眾多MIC方法中，反激式DC-DC變換器[6-8]因結構簡單而被廣泛使用。但開關管電壓應力較高，硬開關造成系統功率損耗增加。
本文采用一種新型有源鉗位反激式超級電容串聯儲能組均衡方法，有源鉗位拓撲結構解決了開關管電壓應力高、功率損耗大的問題。
1 均衡器拓撲電路
本文介紹的有源鉗位反激式電壓均衡器拓撲如圖1所示。由鉗位電容Cc1和輔助開關Sa構成的有源鉗位電路與變壓器初級繞組相連。N個串聯超級電容單體分別與變壓器N個次級繞組相連，變壓器變比稍大于Vin/N。磁化電感Lm、漏電感Lr與鉗位電容Cc1實現諧振，主開關為Sw，D1…DN為輸出整流二極管，Ca、Cw分別為開關Sa、Sw的寄生電容。
2 均衡原理
本文介紹的有源鉗位反激式均衡器在一個工作周期內分為6個工作模態。
模態Ⅰ(t0≤t<t1)：主開關Sw導通、輔助開關Sa關斷，如圖2(a)所示。電感電流iL流過變壓器初級繞組呈線性增長，如圖3所示。由于變壓器次級繞組因整流二極管的存在而無電流流過，所以磁化能量儲存在電感Lm中。經過旁路電流i2對超級電容串進行充電，直到堆電壓與輸入電壓Vin相等時，停止充電。
模態Ⅱ(t1≤t<t2)：從t1時刻開始主開關Sw關斷，如圖2(b)所示。對主開關Sw的寄生電容Cw進行充電，輔助開關Sa的寄生電容Ca通過電感Lm進行放電。當電容Ca放電完畢，即進入模態Ⅲ。因Ca、Cw容值小，模態Ⅱ過程較為短暫。電感Lm、Lr使電流iL(t)增加，到t2時刻停止。電感電流iL(t)表達式如下：
模態Ⅲ(t2≤t<t3)：如圖2(c)所示。電感電流iL流過開關Sa的體二極管。在模態Ⅱ結束時，開關Sa的漏源電壓vsa_ds變為零，開關Sa零電壓導通。因此，在電感電流iL變為零之前，開關Sa需導通。漏電感Lr與鉗位電容Cc1開始諧振。在模態Ⅲ到模態Ⅴ期間，二次側輸出電壓vL2因電感電流iL的減小而變為正，且每個變壓器二次側繞組輸出電壓均相等。因此電流從變壓器流向電壓最低單體，對其進行充電。同時，因超級電容組電壓高于Vin，超級電容側有電流流向電壓源。
模態Ⅳ(t3≤t<t4)：如圖2(d)所示，在模態Ⅲ期間，開關Sa導通，電感電流iL反向流動。直到開關Sa關斷或在釋放完電感中儲存的能量之后變壓器次級繞組電流變為零時，諧振停止，如圖3所示。為實現ZVS，儲存在諧振電感Lr的能量需大于寄生電容Cw中的能量，表達式如下：
![NMKZ_{39CN7}CUYMX]Q8{AV.png](http://files.chinaaet.com/images/2017/01/23/6362080271007000003139013.png "NMKZ_{39CN7}CUYMX]Q8{AV.png")
其中， vsw_ds(t4)為開關Sw的瞬時電壓，iL(t4)為t4時刻流過變壓器初級繞組的瞬時電流。vsw_ds(t4)和iL(t4)滿足以下條件：
其中，D為開關Sw的占空比，vL為變壓器初級繞組電感電壓。在t2時刻，通過式(1)可知，電感電流表達式如下：
![RB_$Y9ZFTC7W(1X~%RQM[]6.png](http://files.chinaaet.com/images/2017/01/23/6362080275330400003188361.png "RB_$Y9ZFTC7W(1X~%RQM[]6.png")
其中，開關關斷后，Lr、Cc1和Ca進入諧振狀態。
模態Ⅴ(t4≤t<t5)：如圖2(e)所示，當電感電流反向流動時，開關Sa關斷，對主開關Sw的寄生電容Cw進行充電，輔助開關Sa的寄生電容Ca通過磁化電感電流iL進行放電。因寄生電容Cw容值小，故該模態持續時間較短。
模態Ⅵ(t5≤t<t0)：當寄生電容放電完畢時，電感電流流經開關Sw的體二極管。如圖2(f)所示。此時，開關Sw零電壓開通。為實現ZVS，電感電流iL變為正向前需導通開關。為將電容Cw的儲能完全釋放，模態Ⅴ、模態Ⅵ的持續時間td需要滿足下式：
![K(`%3HQ_D1Z(R33F)W520]J.png](http://files.chinaaet.com/images/2017/01/23/6362080276297900002412537.png "K(`%3HQ_D1Z(R33F)W520]J.png")
如果td過短，模態Ⅵ便會消失，導致不能實現零電壓開關。如圖3所示，在vsw_gs變高之前，電壓vsw_ds變為零，實現零電壓開關。當vsw_ds變為Vin-vL時，鉗位電容Cc1吸收電感電流iL。由于電感電流流進鉗位電容中，開關Sw不會出現浪涌電壓。
3 仿真和實驗驗證
各個元器件參數如下：磁芯PC40、Lr=5.6 μH、Lm=5.6 μH、Sw、Sa為IRF 540，Ron=77 mΩ、Cw=Ca=50 pF、Cc1=0.11 μF、D1～D3為肖特基二極管，TO220，VD=0.36 V。電容單體容量為300 F，額定電壓為2.7 V。變壓器變比設置為12:5，工作頻率和占空比分別固定為60 kHz和34%，Vin設置為9 V。
實驗時3個超級電容的初始電壓分別為1.53 V、1.8 V、2.48 V。圖4給出了按照實驗參數仿真得到實驗結果。從圖中可以看出大約在38 min時，3個超級電容的電壓相等，約為1.9 V。
圖5給出了工作過程主要波形。圖5(a)為驅動電壓波形vsw_gs，圖5(b)為電感電流波形。當主開關管Sw導通時，電感電流呈線性增加；Sw關斷時，電感電流流過鉗位電容Cc1，此時Cc1與漏感Lr開始諧振。
圖6為傳統型與有源鉗位式均衡過程的損耗分析仿真圖。仿真過程采用3個額定容量為47 F的雙電層電容，電壓分別為3.4 V、2.2 V、3.4 V。由圖6可知，本文介紹的有源鉗位式均衡單體電壓比傳統型電壓高很多，因此能量損耗相對小很多。對比250 s～300 s的電壓曲線斜率對比也可以看出，斜率越大，損耗越大。
本文介紹了一種帶有源鉗位的反激式電壓均衡器。與傳統反激式方案相比，采用有源鉗位電路的結構大大降低了開關管電壓應力并實現了ZVS。實驗結果證實，該方案與傳統方案相比大大減小了能量損耗。
參考文獻
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