0 引言

    電氣隔離直直變換器中，正激式變換電路功率大，可靠度高，但其變壓器需要磁芯復位，并且多了一個續流二極管，使電路的器件多，增大成本；反激式變換電路結構簡單，成本較低，但其峰值電流較大，輸出電壓紋波大。所以，正反激組合變換器應運而生，相繼出現了零電壓轉換正反激直直變換器、有源箝位正反激變換器等，但其都對電壓和功率等級有限制，適合中小功率的場合。

    隨著人們對電力電子裝置的電壓等級和功率等級的要求不斷提高，三電平變換器應運而生，從而降低了開關器件的電壓等級。文獻[2]給出了改進的三電平直直變換器，在變壓器原邊增加一對電感，減小電路占空比丟失，提高了效率，然而電路的功率密度較小。文獻[3]提出了新的三電平拓撲，增加了兩個開關管，減小了輸出濾波電感，但電路較復雜，成本過高。

    本文將三電平技術與正反激電路結合起來，組成三電平正反激直直變換器。由于正反激的結合，省去了較大的濾波電感，提高了變換器的功率密度。同時利用磁集成技術，將四個繞組集成在同一磁芯上，構成一個同時具有正激和反激作用的變壓器，有效地提高了變壓器磁芯利用率，增大了電路效率。

1 工作原理

    圖1示出三電平正反激直直變換器的主電路拓撲。

    為了分析方便，假定除了開關管S₁～S₄內的結電容外，所有的半導體器件都是理想器件，箝位電容C₁、C₂和濾波電容C_o足夠大，電路處于穩態。

    下面以圖1為基礎，對其各個工作模態進行分析。該電路拓撲在一個變換周期內可分為14種工作模態，由于移相控制的對稱性，在此分析了前八個工作模態。

    模態1[t₀，t₁]：開關管S₁、S₂的柵源電壓為高電平，S₁、S₂處于導通狀態；開關管S₃、S₄的柵源電壓為零，S₃、S₄處于關斷狀態。此時，電流從電源的正極流出，流經開關管S₁、S₂，分別再經過變壓器原邊繞組流向分壓電容和經過輔助電感流向飛跨電容，二極管D_o1導通，二極管D_o2斷開，L_p1和L_s1工作于正激狀態，L_p2和L_s2儲存能量工作于反激模式，輸出電壓即為L_s1兩端的電壓。

    模態2[t₁，t₂]：給開關管S₁斷開信號，S₂繼續導通，飛跨電容C_s1的電壓通過S₂加在了諧振電感L_r上，使得有足夠的能量實現軟開關，變壓器的原邊電流從S₁轉移到S₁內的結電容和S₄內的結電容的支路中，給S₁內的結電容充電，同時通過飛跨電容C_s2給S₄內的結電容放電，由此體現了軟開關，原邊電壓下降。

    模態3[t₂，t₃]：開關管S₄兩端電壓降為零，內二極管導通，原邊電流可近似看作恒定值，所以，S₁兩端電壓由零線性上升到U_in/2，零電壓斷開，二極管D_o1、D_o2都導通，L_p2和L_s2儲存的能量經D_o2釋放給負載，S₂繼續導通，原邊電壓下降為零。

    模態4[t₃，t₄]：開關管S₄零電壓導通，S₂仍繼續導通，原級電流直線下降，二極管D_o1上電流下降，二極管D_o2上電流上升。

    模態5[t₄，t₅]：開關管S₄繼續導通，給S₂斷開信號，此時，利用變壓器原邊電流給開關S₂內的結電容充電，同時S₃內的結電容放電，為零電壓開關作鋪墊，原邊電壓由零反向增大。

    模態6[t₅，t₆]：開關管S₄仍處于導通狀態，S₃兩端的電壓減小到零，內二極管導通，開關S₂兩端電壓由零線性上升到U_in/2，S₂零電壓斷開，原邊電壓反向增加到U_in/2。

    模態7[t₆，t₇]：開關管S₃零電壓導通，飛跨電容C_s2的電壓通過S₃加在了諧振電感L_r上，此時刻跟模態6相一致。

    模態8[t₇，t₈]：二極管D_o1電流下降為零，二極管斷開，此時L_p1和L_s1工作于反激狀態，存儲能量，L_p2和L_s2工作于正激狀態，循環以上的模態。

    對應工作模態的關鍵波形如圖2所示，給出了整個周期對應驅動信號和變壓器原邊的電壓波形。圖3為各個模態的等效電路，圖中（a）~（h）八個工作模態與所分析的相對應。

2 變壓器的設計

    本文提出的三電平正反激直直變換器中集成變壓器的設計如圖4所示，第一原邊繞組(L_p1)對應的第一副邊繞組(L_s1)，第二原邊繞組(L_p2)對應第二副邊繞組(L_s2)。

    若給定輸入電壓為U_in，輸出電壓為U_o，輸出功率為P_o，開關頻率為f。

    根據式：

    式中，N為變壓器原邊繞組與副邊繞組的匝數之比，D為占空比，所以根據給定條件，并要求考慮到占空比的丟失，從而可以確定變壓器的匝比。

    根據A_P(磁芯窗口面積乘積)值法：

其中，A_e為磁芯有效的截面積，A_w磁芯窗口面積，系數k取0.014，按100 mW/cm³的功率損耗，ΔB為0.065 T，f_s取設定頻率250 kHz，經計算再查磁芯資料，選材適合的磁芯。

    根據電磁感應定律，計算每個副邊匝數N2。

    其中，由所選的磁芯材料可知磁通密度B和磁芯有效的截面積A_e的取值，則由式(3)就可得知副邊匝數N₂為多少，繼而由式(1)易得原邊匝數。

    根據上述的分析，現以400 V的輸入電壓，20 V的輸出電壓，300 W的功率密度以及開關頻率為125 kHz為具體示例，結合傳統的三電平直直變換電路拓撲，針對電路的功率密度進行比較，如表1所示。

    從表1中可以看出，本文提出的三電平正反激直直變換器中通過磁集成技術設計的變壓器，不僅電路的質量體積都有所較小，而且省去了較大的濾波電感，提高了變換器的功率密度。 

3 仿真波形驗證

    根據以上的理論分析，利用Saber電源仿真軟件，以圖1所示的拓撲為電路模型，采用移相控制的方法驅動開關管，驗證以上的原理分析。仿真的參數如表2 所示。

    仿真結果如圖5所示，給出了三電平正反激電路拓撲的四個開關管的驅動信號、變壓器原邊電壓和輸出電壓的仿真波形圖，由此可看出，與上述理論分析相符。

4 結束語

    綜上，所提出的三電平正反激直直變換電路拓撲，有以下優點：三電平技術與正反激變換器結合，提高了電路的輸入電壓和功率變換等級；變壓器由一個鐵芯及四個繞組集成而成，相當于兩個變壓器級聯，它們交替地工作在正激狀態和反激狀態，提高了變壓器的利用率；電路中不需要較大的輸出濾波電感，提高了電路的功率密度。

參考文獻

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[2] JANG Y，JOVANOVIC M M.A new three-level soft-switched converter[J].IEEE Trans.Power Electron.，2005，20(1)：75-81，Jan.

[3] Liu F，Yan J，Ruan X.Zero-voltage and zero-current-switching PWM combined three-level DC/DC converter[J].IEEE Trans.Ind.Electron.，2010，57(5)：1644-1654.

[4] 周振軍，李磊，杭靜宇，等．一種新型三電平智能變壓器的研究[J]．電子技術應用，2013(5)：65-68．