0 引言

    單相能饋式電力電子負載的通用拓撲結構，不僅適用于模擬負載，其逆變并網結構也是新能源并網的主要組成部分。逆變并網系統及其控制技術也是目前新能源發電領域研究的熱點之一^[1-4]。為解決并網電流畸變問題提出來的電流環帶通調節器，可有效抑制并網指令電流中的諧波量，是提高并網電能質量的方案之一^[5，10]。但BP調節器無法有效抑制電流環前向通道的擾動對并網輸出電流的擾動，尤其是非線性死區擾動對并網電流的干擾更是無法解決，因此引入線性定常擾動觀測器前饋控制方法^[6-8]，其是解決非線性系統或帶有非線性環節的系統以及多輸入多輸出耦合系統的線性解耦控制。

1 系統結構和控制模型

    圖1為單相電力電子負載(Single-phase Power Electronics Load，SPEL)主電路圖，整流側和逆變側獨立控制，逆變并網系統的控制目標為穩定直流母線電壓和單位功率因數并網^[12]，且盡量減小并網電流諧波總畸變率(Total Harmonic Distortion，THD)。逆變側采用如圖2所示的雙閉環控制策略的系統結構。

    圖1中u_s1是被測電源電壓，i_s1是被測電源電流，u_s2是電網電壓，i_s2是并網電流。T₁~T₄是整流側開關管，L₁是濾波電感；T₅~T₈是逆變側開關管，L和C組成差模濾波器；C_d是直流母線電容。

    圖2中是母線電壓指令，U_dc是母線實際電壓，e_v是電壓誤差，GV(s)是電壓調節器，是并網電流指令峰值，is2是并網電流，是并網電流指令，e_i是并網電流的誤差，G_i(s)是電流調節器，k_s是逆變器增益，τ_s是一階慣性時間常數，I_d是母線電容與逆變器之間的直流側平均電流，k_d是從并網電流峰值到直流側電流的傳輸系數，u_s2是電網電壓。

    f_b是電網的基波頻率，為追求跟蹤效果，需足夠大的交越頻率f_ci；同時要求高頻濾波效果好，差模濾波頻率f_LC越小于載波頻率f_c越好；但為避免頻帶內諧波在f_LC附近被放大，要求f_LC離f_ci較遠；而f_b與f_c之間的頻帶是固定的。由圖3可知設計f_ci和f_LC時矛盾，系統頻帶資源分配緊張。故存在兩個問題：(1)抑制并網電流中的諧波；(2)電流環設計頻帶分配緊張。基于此提出BP調節器。

2 BP調節器

    根據被控對象要求，整個系統通過調節器之后呈現帶通特性，故稱為帶通調節器,在基波頻率處增加一個二階諧振環節增大基波增益。BP調節器系統只響應系統頻帶內的基波頻率，抑制所有閉環系統頻帶之外的諧波分量，且頻帶很窄，緩解電流環頻帶分配緊張，圖4為電流環控制框圖。

    BP調節器設計為：

    BP調節器對應的閉環系統Bode圖如圖5。參數為k_s=0.5，τ_s=0.000 05 s，L=10 mH。

    由圖5可知，閉環系統均呈現帶通特性,閉環系統相角在基波附近范圍內變化較快。離BP調節器諧振頻率越遠，BP調節器對其衰減越大，抑制能力越強。BP調節器只響應電流基波，對前向通道中的擾動無調節能力。對此提出擾動觀測器方法，通過分析推導，設計出狀態觀測器對擾動進行觀測，并通過前饋補償將前向通道的擾動量共同進行觀測后全補償。

3 擾動觀測器方法

3.1 擾動觀測器方法的原理

    如圖6所示，系統原有被控對象Σ_P是可解耦的,尋找理想目標模型Σ_I，它具有期望的對Σ_P施控后的解耦輸入輸出特性。

    對于任意輸入函數u，都存在擾動Δ，當把Δ加到Σ_I后，則Σ_I的輸出和Σ_P的輸出從外部看是完全等價的，則Δ和Σ_I被稱為原被控對象的替代模型，記為Σ_S。

    設計狀態觀測器Σ_O對Σ_S的狀態觀測的值記為。觀測器的頻帶遠大于擾動的頻帶時，就是Δ的漸近估值。設計前饋控制器Σ_C對擾動采用前饋補償，施加控制后Σ_S與Σ_I的輸入輸出特性相同。再將Σ_C移植到Σ_P，施控后的被控對象輸入輸出特性與目標模型相同。把Σ_I設計成解耦，則Σ_P也是解耦的，達到解耦控制。采用該方法實施解耦控制完全在線性系統范圍內，與被控對象本身是線性或非線性無關。

3.2 擾動觀測器方法在電流環中實現

    按照擾動觀測器方法的理論結合電流環被控對象與擾動的位置，設計BP調節器的控制框圖如圖7。將逆變器模型、濾波電感及電網電壓共同作為被控對象Σ_P。

    死區和母線電壓波動都包含在逆變器中，電網電壓及諧波屬于外部干擾。原被控對象中含有的擾動量被消除，電流環前向通道中只剩下期望的被控對象。綜上，采用擾動觀測器方法設計電流環消除前向通道擾動的控制方案，僅在線性系統理論范圍內設計，與含有擾動的被控對象的實際模型無關，不需要對被控對象中擾動量精確計算。

3.3 等效擾動觀測器設計

    等效擾動控制器的設計包括：理想目標模型的選擇、替代模型的建立、狀態模型的擴充、擾動觀測器的設計實現^[9]。根據電流環前向通道中三個環節的形成原因與位置，選擇期望系統模型的傳遞函數降階后為：

其中A₁=[0]，B₁=[ b₀]，C₁=[1]。

    在Σ_I上施加Δ后，并將Δ擴充為狀態量到替代模型為：

    系統為額定狀態時，b₀=k_s/L=50，期望極點s₁、s₂分別取為-20 000、-20 000，代入參數后，得擾動觀測器為：

    BP調節器電流環通過電壓外環設計改善內環響應速度和準確性。整個系統功率守恒^[12]，電壓環可以補償內環的幅值衰減。電流環等效為一階慣性環節，時間常數τ_i=0.02 s，衰減系數k_i=0.9，設計電壓外環調節器，根據實際參數得k_d=0.39。將電壓環設計為近似典型II型系統，電壓調節器為：

4 系統仿真和實驗結果分析

    在Matlab/Simulink下進行仿真。參數如下：母線電壓中直流量為400 V，且含有10%的2次波動電壓；并網電壓峰值為311 V，且含有3%的同相位3次諧波；并網電流指令基波為5sinωt，并且含有20%的3次同相位諧波，死區時間為1 μs。

    由圖9可知，結合BP調節器和觀測器的電流環系統，抑制電流指令中的諧波，并且消除前向通道擾動對反饋電流的影響。對比可知，is2能夠準確跟蹤基波分量，系統相位跟蹤嚴格為0°。

    在樣機進行試驗研究，參數與仿真一致，BP調節器和觀測器算法與仿真完全相同，實驗結果如圖10。

    從圖10中可知，反饋電流3、11、13 次諧波含量較高。3次諧波主要是并網電流指令中的諧波未被BP調節器系統完全抑制，經計算為0.87%。而11、13高次諧波主要是由于采用線電壓并網，電網中高次諧波含量較大，高次諧波由于頻帶較寬不易通過此條件下的觀測器前饋補償。圖10與仿真結果相比，并網電流畸變稍嚴重，THD值比仿真略高，符合非理想器件造成的誤差。

    實驗表明，針對BP調節器的電流閉環系統，通過擾動觀測器的前饋補償方案，有效地將電流環中的前向通道擾動進行了補償，大大減小了并網輸出電流的諧波含量。與仿真、理論分析結果保持一致。

5 結論

    對電子負載逆變側電流環BP調節器控制策略進行分析，可知此方法無法消除電流環中的前向通道擾動。基于此提出BP調節器結合擾動觀測器用于能饋式SPEL逆變側的控制策略，有效解決BP調節器帶來的不足。擾動觀測器方法對于解決含有非理想擾動的控制系統中，對消除擾動有良好的作用，完全基于線性系統理論，實現基于軟件算法，節省硬件資源。仿真和實驗都驗證了該策略能有效抑制逆變并網的電流諧波，對提高并網電能的質量有一定的實際意義。

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