摘要：研制了一款基于PID控制輸出電壓的高頻軟開關電源。主電路采用了倍壓整流輸出LLC諧振變換器，利用PID控制閉環(huán)電壓反饋，并通過對諧振變換器的特性分析繪制了直流增益曲線。根據(jù)理論分析與計算并結(jié)合實際調(diào)試情況，對LLC微波電源的主要參數(shù)進行設計，得到的仿真實驗結(jié)果驗證了分析計算的正確性。

　　關鍵詞： LLC諧振變換器；PID控制；零電壓開關；微波爐磁控管

0引言

　　隨著家用微波爐的普及使用，傳統(tǒng)微波爐磁控管的供電電源效率低、功率不可調(diào)、噪聲大等缺點日益明顯。如果微波電源能實現(xiàn)功率連續(xù)可調(diào)、零電壓開關、PID控制等特性，將可有效地克服上述缺點。在對變換器拓撲結(jié)構(gòu)考慮上，LLC諧振變換器相對其他拓撲，具備了工作范圍廣、調(diào)節(jié)效率高、通態(tài)損耗低等特點。國內(nèi)一些學者對這一拓撲結(jié)構(gòu)的參數(shù)最優(yōu)化、提高功率密度等方面進行了研究，并取得了一定成果［13］，但研究偏向于低頻低壓情況。國外的學者對這一拓撲結(jié)構(gòu)研究較早，但主要是對變換器高頻率時的低效率問題進行研究［47］,對高功率高頻段應用研究較少。文獻［811］對高壓多諧振直流輸出進行了介紹。本文在充分研究了LLC諧振及微波電源磁控管的基礎上，進一步分析提出了一種利用PID控制電壓輸出，采用倍壓整流作為磁控管輸出端電路的模型，并設計了主電路的參數(shù)，結(jié)合實驗仿真進行了論證。此方面的研究對提高微波爐烹飪效率、提高微波爐的智能化程度、響應國家發(fā)展低碳經(jīng)濟等具有重要的意義。

1主電路結(jié)構(gòu)

　　所采用的變頻微波爐電源LLC諧振變換器的主電路模型如圖1所示。其中，L1為濾波電感，C1為濾波電容，L1、C1與D1模塊組成整流濾波電路。開關管模塊由兩個帶有反并聯(lián)二極管的開關管組成。Lr、Lm和Cr分別為諧振電感和諧振電容。T為理想變壓器。負載等效模塊用于等效負載陰極與陽極間的寄生電容，R1和R0分別為諧振狀態(tài)和非諧振狀態(tài)的負載等效電阻。反饋模塊由PID控制器和PWM脈沖發(fā)生器組成，其中PID控制器可對負載電壓進行反饋，PWM脈沖發(fā)生器可產(chǎn)生兩路占空比互補、頻率可調(diào)的脈沖，可為開關管模塊提供輸入脈沖。變壓器副邊采用了倍壓整流電路，以便在磁控管的陽極和陰極之間輸出穩(wěn)定的直流電（Uout≈4 000 V）。負載端的VD3、VD4、C3和C4共同組成倍壓整流電路。C1為濾波電容，使用小容量無極性電容。

　　圖2所示為PWM脈沖發(fā)生器內(nèi)部實現(xiàn)模塊。圖中in為該模塊的輸入端，其值取自PID控制器通過對輸出電壓偏差值的調(diào)節(jié)得到的反饋值。該模塊通過輸入端in與設定的基礎脈沖頻率疊加，實現(xiàn)實時自動調(diào)節(jié)產(chǎn)生脈沖頻率的功能，并通過積分器及符號函數(shù)模塊產(chǎn)生三角波，而后通過比較器生成占空比互補的兩路脈沖。　　

　　如圖3所示，使用交流分析法等效出LLC諧振變換器的電路結(jié)構(gòu)，并根據(jù)由此等效得到的電路來進行輸入特性分析計算。

　　根據(jù)圖3的等效電路，假設輸入直流電壓為Uin，輸出直流電壓為Uo，負載電阻為R。通過理論計算可得到：Uin(RMS)（諧振電路輸入電壓的基波有效值）、Uo(RMS)（諧振電路輸出電壓的基波有效值）、Req（副邊實際負載電阻折算到原邊的電阻值），由此可求得交流基波電壓增益。

　　假設f為主電路開關管模塊輸入脈沖的頻率，k=Lm/Lr，便可以求出fs（串聯(lián)諧振的頻率）、Q（串聯(lián)諧振網(wǎng)絡的品質(zhì)因數(shù)）和ω，公式如下：

　　將以上參數(shù)代入式（4）中得：

　　則直流電壓增益為：

3LLC諧振變換器直流增益曲線分析

　　為了分析不同參數(shù)值對直流電壓增益的影響，使用MATLAB工具進行增益曲線的繪制。由于匝比n、Q值及k值對直流增益曲線的變化均有影響，故利用控制變量法對逐個因素進行分析。

　　首先對k值進行分析。將匝比n和Q值取固定值，取不同的k值進行繪制相應情況下的增益曲線。如圖4所示。取不同的k值，得到的曲線各不相同，因此確定k值對直流增益有影響。圖4中，橫坐標代表歸一化頻率，當其在增大的過程中，每條曲線都是先增大后減小。給定的k值越大，所能獲得的最大直流增益越小，且到達最大直流增益時對應的頻率也越小。因此當k值偏大，而輸入電壓的值較小時，由于最大直流增益過小，很可能導致無法輸出所需幅值的電壓。從增加直流增益的角度來分析，應盡量使k值減小，使獲得的最大增益增加。但從變換器的損耗來看，由于k的取值與Lm成正比，因此當k選取較小值時，會導致諧振網(wǎng)絡的勵磁電感變小，在相同輸入的情況下，勵磁電流會增加，導致諧振網(wǎng)絡的損耗增加。綜上分析可得，k值應在損耗和直流增益二者之間取折中值為宜。圖4不同k值的諧振網(wǎng)絡直流增益曲線

　　圖5中繪制的是LLC諧振變換器中當匝比n和k值一定時，不同Q值所對應的直流增益曲線。從圖中不難發(fā)現(xiàn)，Q值不同時，每條增益曲線各不相同，因此可知Q值對直流增益有影響。在歸一化頻率增大的過程中，每條曲線都是先快速增大而后慢慢減小。Q值越大，所能到達的最大直流增益越小，且到達最大直流增益時的歸一化頻率越大（越接近于1），即越接近于諧振頻率。圖中的5條曲線均通過了相同的一點，即諧振發(fā)生時，此時的歸一化頻率等于1，所有的Q值下的直流增益均相同。此時的直流增益只與n有關。當選取了適合的匝比n時，能使變換器始終工作于合適的頻段內(nèi)。如果選取了過小的匝比n，則f有可能大于fs，這樣就無法始終滿足零電壓導通的條件。如果選取了過大的匝比n，則f有可能小于fs，導致變換器的實際頻率距離諧振頻率過遠。從圖中可以看出，當歸一化頻率位于02~1之間時，直流增益的變化幅度隨k值的減小而增大。由于需要使用PWM脈沖發(fā)生器產(chǎn)生不同的頻率來改變輸出的電壓值，因此在選取工作頻段時應挑選電壓增益較敏感的頻段，因此f不宜大于fs，即歸一化頻率不宜大于1，否則容易造成調(diào)節(jié)靈敏度下降。綜上所述，在分析設計電源的工作頻段時，應將頻率f的變化范圍固定在fr（第一揩振頻率，fr=20 kHz）與fs之間。

4仿真和實驗驗證

　　4.1參數(shù)及仿真波形

　　通過上述的計算分析，研制了一臺采用LLC諧振變換器與PID控制反饋相結(jié)合的變頻微波電源樣機，經(jīng)過多次的仿真參數(shù)調(diào)整后，將電路中主要的元件參數(shù)選定為：L1=120 μH, C1=5 μF, C2=02 μF, Lr=16 μH, Lm=45 μH, Cr=38 μF，變壓器匝數(shù)比n為1∶19,C3=5 600 pF ,C4=5 600 pF。如圖6所示，開關管能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓導通，諧振電容上的電壓波形近似正弦波，證實了對LLC諧振變換器特性的計算和分析的正確性。

　　4.2仿真實驗結(jié)果

　　使用PWM脈沖發(fā)生器模塊電路作為LLC諧振變換器的控制器，將脈沖發(fā)射頻率控制在最高40 kHz、最低20 kHz之間。如圖7所示為輸出電壓的實驗波形。容易發(fā)現(xiàn)，輸出電壓經(jīng)PID控制反饋調(diào)節(jié)后其波形可看作一條近似直流電壓與一個100 Hz的梯形波疊加而成，輸出值可以在短時間內(nèi)（約006 s）達到穩(wěn)定狀態(tài)，穩(wěn)定的輸出電壓接近4 000 V，與預期計算的電壓值吻合，可以為磁控管負載供電。

　　當微波電源帶磁控管負載時，輸出功率很難測定。為了得到電源效率與輸入功率之間的關系，使用大功率的電阻來模擬負載，通過改變PWM脈沖發(fā)生器產(chǎn)生的頻率來反饋得到相對應的電壓值，輸入功率Pin在很寬的范圍（600～1 200 W）內(nèi)時，電源效率能達到88%以上，證實了采用PWM脈沖控制PID調(diào)節(jié)的設計及諧振網(wǎng)絡的零電壓開關設計可以大幅度地降低開關頻繁通斷損耗，從而提高電源的使用效率。

5結(jié)論

　　通過實驗得出以下結(jié)論：

　　(1)在LLC諧振變換器中負載端使用零電壓開關來降低損耗的設計是有效的，利用LLC諧振變換器特性得出的直流增益曲線是正確的，對微波電源的參數(shù)設計是合理的。

　　(2) 在LLC諧振變換器的主電路中加入PID控制可以有效縮短電壓達到穩(wěn)定值的時間，修改開關管輸入脈沖的頻率可以達到快速穩(wěn)定地調(diào)節(jié)電壓的目的。

　　(3) 開關管頻率在20～40 kHz的開關頻率范圍內(nèi)，可實現(xiàn)磁控管的輸出功率線性連續(xù)可調(diào)，通過仿真實驗不斷設定和改變頻率的取值，驗證了零電壓開關特性在所屬頻率范圍內(nèi)都是安全有效的。

　　(4) 研究倍壓整流式LLC諧振變換器拓撲的設計思路和方法可以類推到其他的高頻微波電源領域。

參考文獻

　　［1］ 王春芳，張志勇，朱世盤. 基于LLC諧振變換器的微波爐用高壓變頻電源［J］. 電工電能新技術，2013，32(3):101-104.

　　［2］ 陳偉，王自強. 半橋LLC諧振變換器穩(wěn)態(tài)建模及分析［J］. 通信電源技術，2008，25(4):17-19.

　　［3］ 趙晨，石洋，吳新科，等. 三元件串聯(lián)LLC諧振變流器的優(yōu)化設計策略［J］. 電工技術學報，2008，23(1):65-71.

　　［4］ 王兆安，劉進軍. 電力電子技術［M］. 北京：機械工業(yè)出版社，2009.

　　［5］ 楊銘，倪喜軍，白杰，等. 新型微波爐電源中ZVS高頻變換器的設計及實現(xiàn)［J］. 電源技術應用，2009(3):30-35.

　　［6］ 秦惠. LLC諧振全橋并聯(lián)均流開關電源的研制［D］ . 長沙：中南大學，2008.

　　［7］ 張興. 高等電力電子技術［M］. 北京：機械工業(yè)出版社，2011.

　　［8］ MANIKTALA S. Switching Power Supplies A to Z［M］. 王志強，譯.北京：人民郵電出版社，2008.

　　［9］ 黑田孝，黃浩. 變頻技術及松下微波爐中的變頻電源［J］. 家用電器科技，2000（11）：59-62.

　　［10］ 胡炎申，謝運詳. 通信用高頻開關電源技術發(fā)展綜述［J］. 電源世界，2006(3):11-14.

　　［11］ 程桂仙，肖文君，劉萬松,等.基于MC34063的開關電源設計［J］.微型機與應用，2015,34(12):33-34,41.