0 引言

　　近年來，同步BUCK型開關電源因高效率、低功耗的優勢被廣泛用作各種電子設備的電源，其采用同步整流MOSFET代替傳統的續流二極管，是目前比較常用的一類開關電源拓撲。同步BUCK變換器在滿負載情況時工作于連續電流模式（CCM）；但在輕負載情況下，當負載電流降低至低于電感電流時，會出現電感電流倒灌現象，此時變換器需要工作在非連續電流模式（DCM）下以降低損耗。通常，同步變換器實現DCM模式是比較困難的，尤其是在高頻應用中，這時往往需要一個高速、高精度的電感電流過零檢測電路[1-3]，在輕載時能及時關斷同步續流管，降低變換器輕載模式下功耗。

　　本文提出了一種低功耗同步BUCK芯片的過零檢測電路，采用雙電壓門限技術及門限溫度補償電路，有效限制了電感電流的倒灌。詳細介紹了同步BUCK變換器DCM工作模式及過零檢測機制，通過仿真驗證了該過零檢測電路工作性能良好。

1 同步BUCK變換器DCM工作模式及過零檢測機制

　　1.1 同步BUCK變換器DCM工作模式

　　同步BUCK型變換器的拓撲結構如圖1所示，其采用同步整流MOSFET代替傳統異步變換器的續流二極管，從而極大提高電源轉換效率。其中，M1為高端開關管，M2為同步整流MOSFET，Driver信號是帶有死區時間控制的脈寬調制方波，驅動M1及M2的導通和關斷。L為儲能電感，R為負載電阻，C為輸出端電容。當Driver驅動信號為高電平時開關管M1導通，輸入電壓對電感L充電；當Driver信號為低電平時續流管M2導通，電感放電到負載R。

　　假設圖1中的開關管M1、續流管M2的導通阻抗分別為RON1、RON2，則在開關管M1導通時SW端的電壓VSW1可表示為：

　　VSW1=VIN-IL·RON1(1)

　　同步續流管M2導通時SW端的電壓：

　　VSW2=0-IL·RON2(2)

　　假設RON1、RON2為定值，根據式(1)、式(2)可知，SW端的電壓變化量與電感電流的變化量成線性比例關系，因此可以利用SW端電壓作為電感電流的采樣信號[4，5]。

　　輕載情況下，同步BUCK變換器通常工作于兩種模式：強迫連續導通模式(FCCM)或非連續導通模式(DCM)，圖2(a)、圖2(b)所示分別為FCCM和DCM模式下的電感電流波形。可以看出，FCCM模式中每個周期電感電流都回到零并有反向電流流通時間，而DCM模式下電流回到零后沒有反向電流流過，保持零電流至周期結束。

　　1.2 同步BUCK變換器過零檢測機制

　　圖3所示為本文提出的同步BUCK變換器過零檢測電路原理圖。文中的過零檢測電路包括三部分：過零檢測使能電路、邊沿隱匿電路和負閾值電壓比較器。過零檢測電路使能信號如圖3中ZC_en信號所示，當變換器高端開關管驅動信號HS_dr為高電平，通過使能電路反相作用，使能信號ZC_en為低電平，整個過零檢測電路關斷；當HS_dr為低電平，ZC_en拉高，從而使能過零檢測電路開始工作。通過該使能電路，只有在高端管關閉，低端續流管開啟階段，電感電流可能會出現倒灌現象時，過零檢測電路才啟動工作，從而極大降低了系統的功耗[6]。邊沿隱匿電路如圖3中虛線框中所示，能有效屏蔽低端續流管導通瞬間SW端電位擾動對過零檢測電路造成的誤觸發。負閾值電壓比較器如圖3中ZC比較器所示，由1.1中分析可知，電感電流降低到零時，VSW也降為零，但由于變換器內部的邏輯延遲、線延遲和一些寄生參數的影響，致使VSW=0時，控制電路不能及時關斷同步續流管，仍會導致電感電流的倒灌。因此實際應用中，通常選取略低于0 V的SW電壓作為過零比較器的翻轉門限。負電壓閾值比較器檢測SW端電壓，一旦SW電位達到負電壓閾值，比較器輸出保護信號，系統將關斷低端續流管，防止電感電流倒灌[7]。

2 過零檢測電路的設計

　　過零檢測電路主要包含兩部分：雙門限電壓采集電路和負閾值電壓比較器電路，分別如圖4、圖5所示。雙門限電壓采集電路實現對VSW和PGND的電壓采樣，采樣結果提供負閾值電壓比較器進行比較；負閾值電壓比較器比較IN+與IN-，比較結果VOUT通過Driver模塊控制低端整流管的導通或關斷。

　　2.1 雙門限電壓采集電路

　　圖4所示為雙門限電壓采集電路，當Ctr1電平為高、Ctr2為低時，MN1導通，MN2截止，VSW0≈VSW；當Ctr1電平為低、Ctr2為高時，MN1截止，MN2導通，VSW0≈R2/(R1+R2)×VSW，從而實現對VSW雙門限采集。

　　2.2 負閾值電壓比較器電路

　　圖5所示為負閾值電壓比較器實際電路，比較器采用兩級放大電路，分別為第二級NPN放大電路和第三級NMOS放大電路，其中第二級為電阻負載的NPN放大電路，以保證寬帶寬和低延時；第三級為CMOS放大電路，以提高增益，同時對波形進行整形；最后一級為輸出級，將比較輸出電壓轉化成全擺幅信號。第一級采用PNP跟隨電路，將兩個輸入信號抬高以達到第二級NPN放大電路的共模輸入電平下限值。

　　BJT放大電路與CMOS電路相比轉換速度更快，也具有更好的帶寬，因此第二級采用NPN放大電路。但BJT在集電極電流相對穩定時受溫度變化影響較大，故需要正溫度系數電流，以穩定NPN差分對的增益[8]。前兩級電流源I1為帶隙基準源提供的正溫度系數電流，后兩級電流源I2為負溫度系數電流，以降低增益和延時的溫度特性。

　　圖5中電流源I1可以表示為(其中K、N、R均為常值)：

　　由式(5)可以看出，NPN放大級的增益和溫度無關，但第三級和輸出級是CMOS電路，受溫度影響較小。

3 仿真結果及分析

　　將上述過零檢測電路應用于一款同步BUCK電源芯片中，基于0.25 ?滋m BCD工藝設計，利用HSPICE進行仿真。輸入電壓4.5 V～18 V，開關頻率700 kHz，儲能電感1.5 ?滋H，輸出電容44 ?滋F，RON1=100 m，RON2=70 m。

　　圖6所示為負閾值電壓比較器直流仿真結果。當PGND設置為0時，比較器的負閾值門限約為-12 mV，其閾值門限失調容差約為0.1 mV。當溫度從-40 ℃變化到120 ℃時，其負閾值門限容差約為0.2 mV，閾值電壓容差極小。溫度仿真結果顯示，當圖5中所示I1、I2分別為正溫度系數和負溫度系數電流源時，MP4的柵極電壓Vg1溫度系數接近于零，MP5的柵極電壓Vg2變化容差約為54 mV，比較器性能穩定。

　　圖7和圖8所示分別為一款同步BUCK電源芯片加載和去除論文中過零檢測電路后輕載時仿真結果。可以看出：當系統中加載了過零檢測電路時，電感電流每個開關周期都要回到零，且保持零直到周期結束，開始另一個充放電周期，沒有反向電流出現，故系統工作于DCM模式；當系統中沒有過零檢測電路時，電感電流每個開關周期都有一段反向電流，故系統工作于FCCM模式。論文提出的過零檢測電路能在系統輕載時及時關斷低端續流管，極大降低了功耗，達到設計要求。

4 結論

　　本文設計了一種低功耗同步BUCK芯片的過零檢測電路，該電路采用兩個不同電壓門限采集技術，并對門限進行溫度補償，有效限制了電感電流的倒灌；同時設計了邊沿隱匿電路，避免電路切換時引起的誤觸發。該過零檢測電路已應用于一款同步BUCK電源芯片中，基于0.25 ?滋m BCD工藝進行設計及仿真驗證，當系統溫度在-40～120 ℃變化時，負閾值電壓門限容差為0.2 mV，實現高精度的過零檢測，且靜態功耗極低。

參考文獻

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