0 引言

　　低功耗、小體積便攜導(dǎo)航設(shè)備是當(dāng)今導(dǎo)航接收機(jī)發(fā)展的主流趨勢(shì)。在導(dǎo)航GNSS(Global Navigation Satellite System)接收機(jī)中，衛(wèi)星信號(hào)經(jīng)大氣環(huán)境的衰減，實(shí)際經(jīng)天線接收到的信號(hào)功率遠(yuǎn)小于系統(tǒng)噪聲功率，而且由于環(huán)境變化和干擾的影響，接收到的信號(hào)會(huì)在很大的動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)變化，對(duì)精度和幅度范圍均有限的模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC(Analog-Digital Converter)來(lái)說(shuō)，直接對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換會(huì)造成很大的信號(hào)損失。普遍做法是增加一個(gè)自動(dòng)增益控制電路AGC(Automatic Gain Control)，自適應(yīng)調(diào)節(jié)信號(hào)功率，使ADC輸入的信號(hào)處于ADC的動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)同時(shí)盡量減小信號(hào)損失。AGC的性能很大程度上影響著模數(shù)轉(zhuǎn)換后的信號(hào)的穩(wěn)定性和抗干擾能力以及衛(wèi)星信號(hào)的定位跟蹤。

　　圖1為本文采用的多模式GNSS接收機(jī)結(jié)構(gòu)。天線接收的信號(hào)經(jīng)聲表面濾波器保留有用衛(wèi)星信號(hào)頻帶，經(jīng)低噪放大器放大、正交下變頻和低通濾波產(chǎn)生I/Q兩路中頻信號(hào)，模數(shù)轉(zhuǎn)換后送入數(shù)字基帶。ADC環(huán)路由可變?cè)鲆娣糯笃鱌GA(Programmable Gain Amplifier)、ADC、AGC和直流偏移校正電路DCOC(Direct-Current Offset Calibration)組成。PGA有兩個(gè)控制電路：DCOC和AGC。DCOC控制PGA的直流偏置點(diǎn)，以消除信號(hào)中的直流成分；AGC控制信號(hào)的增益，以滿足ADC的動(dòng)態(tài)范圍和信噪比需求。

　　參考文獻(xiàn)[1]提出的I/Q兩路獨(dú)立進(jìn)行增益調(diào)節(jié)的控制方式實(shí)現(xiàn)增益步階誤差小于0.06 dB，但由于其采用固定的更新周期和增益步長(zhǎng)，信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍較大時(shí)不能實(shí)現(xiàn)快速調(diào)節(jié)。參考文獻(xiàn)[2]提出的自動(dòng)增益控制算法利用2 bit ADC的幅度位進(jìn)行功率統(tǒng)計(jì)，增益控制由加/減計(jì)數(shù)器完成，從其算法也易看出，其增益調(diào)節(jié)的速度較差，建立時(shí)間相對(duì)較長(zhǎng)，不能滿足增益快速收斂的需求。

　　本文提出一種三級(jí)自動(dòng)增益控制方法及電路實(shí)現(xiàn)。I/Q兩路共享一個(gè)AGC電路，增益控制過程僅用到I/Q路ADC輸出數(shù)字信號(hào)的1 bit數(shù)據(jù)，采用三級(jí)增益步階算法自適應(yīng)地調(diào)整增益步階，達(dá)到快速且穩(wěn)定的增益收斂。仿真表明，此AGC電路具有很好的穩(wěn)定性能和抗帶內(nèi)連續(xù)波干擾性能。

1 結(jié)構(gòu)描述

　　本文提出自動(dòng)增益控制方案如圖2所示。數(shù)字AGC環(huán)路由PGA、ADC和AGC三部分組成。I/Q兩路的PGA共享同一增益控制信號(hào)，可由AGC產(chǎn)生，也可由軟件通過SPI接口配置；ADC采用Flash結(jié)構(gòu)，滿足高速轉(zhuǎn)換需求。AGC電路對(duì)ADC輸出信號(hào)進(jìn)行實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)統(tǒng)計(jì)，得到PGA的控制信號(hào)對(duì)輸入I/Q路信號(hào)進(jìn)行增益控制，輸出經(jīng)放大后的模擬信號(hào)，模數(shù)轉(zhuǎn)換后得到數(shù)字輸出。

2 PGA電路結(jié)構(gòu)

　　PGA的功能是對(duì)輸入信號(hào)的功率進(jìn)行調(diào)節(jié)，主要性能指標(biāo)有增益范圍、頻率響應(yīng)等。圖3為本文的PGA結(jié)構(gòu)。PGA本質(zhì)上是一個(gè)無(wú)限多路反饋濾波器，其傳輸函數(shù)為：

　　中頻響應(yīng)函數(shù)為：

　　圖3中，R4為固定電阻。由中頻響應(yīng)可知，R1決定增益范圍，減小R1將增大增益，反之減小增益。RD的作用是穩(wěn)定頻率參數(shù)，由PGA的傳輸函數(shù)容易得出其極點(diǎn)分布。分析其極點(diǎn)分布易知，若不存在RD，則R1變小使得增益變大的同時(shí)也會(huì)減小頻率帶寬，使頻率性能變差，增加RD作為頻率補(bǔ)償電阻與R1聯(lián)動(dòng)調(diào)節(jié)，使得R1變化時(shí)穩(wěn)定頻率帶寬。PGA增益調(diào)節(jié)的范圍和精度主要由R1和RD的取值決定，因此需要仔細(xì)設(shè)計(jì)R1和RD的取值范圍和離散區(qū)間以滿足設(shè)計(jì)需求。

3 AGC原理與實(shí)現(xiàn)

　　AGC的主要原理是通過實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)信號(hào)功率來(lái)控制輸入信號(hào)幅度以滿足ADC的量化要求和性能需求[3]。由于接收到的GNSS信號(hào)功率遠(yuǎn)小于系統(tǒng)噪聲功率，而環(huán)境中的人為干擾或其他頻段信號(hào)(如WCDMA、GSM等寬帶信號(hào))的功率通常遠(yuǎn)大于GNSS信號(hào)功率，實(shí)際上檢測(cè)到的是系統(tǒng)噪聲或干擾和信號(hào)的總功率。理論表明[4]，在僅有白噪聲的情況下，最優(yōu)的ADC最大閾值L與白噪聲標(biāo)準(zhǔn)差的關(guān)系為，而有帶內(nèi)連續(xù)波干擾存在時(shí)，最優(yōu)值為1.1～1.4。參考此理論指標(biāo)，本文提出一種快速穩(wěn)定收斂的三級(jí)自動(dòng)增益控制算法與實(shí)現(xiàn)。

　　圖2中給出了為本文提出的數(shù)字AGC電路的結(jié)構(gòu)圖。本設(shè)計(jì)電路由多路選擇器MUX、門限檢測(cè)器、門限比較器、增益步階更新電路、增益累加器、控制字編碼器等部分組成。MUX用以選擇I/Q路任一路ADC輸出采樣數(shù)據(jù)的最高幅度位作為輸入；門限檢測(cè)器在時(shí)間窗口內(nèi)檢測(cè)信號(hào)的門限值；檢測(cè)值與參考門限比較得到差值；差值送入增益步階更新電路與三級(jí)比較閾值THRE1~3比較以更新增益步階；增益累加器對(duì)增益步階累加更新當(dāng)前增益控制字；控制字編碼器對(duì)增益控制字編碼以適應(yīng)PGA的控制字格式。時(shí)間窗口、參考門限和三級(jí)比較閾值均可由軟件配置。

　　3.1 門限檢測(cè)電路

　　圖4為具體的電路結(jié)構(gòu)。其中門限檢測(cè)電路由計(jì)數(shù)器和定時(shí)器兩個(gè)電路組成。定時(shí)器根據(jù)時(shí)間窗口值CYC產(chǎn)生更新信號(hào)LOAD和計(jì)數(shù)器控制信號(hào)CLE。計(jì)數(shù)器在CYC內(nèi)檢測(cè)信號(hào)的實(shí)際門限值，即數(shù)據(jù)為“1”的個(gè)數(shù)比率。CLE有效時(shí)，計(jì)數(shù)器輸出當(dāng)前檢測(cè)值并置0重新開始計(jì)數(shù)。LOAD控制定時(shí)器的重載并作為增益累加器的使能信號(hào)。LOAD有效時(shí)，增益累加器對(duì)輸入數(shù)值進(jìn)行一次累加并鎖存到寄存器中。各參數(shù)的配置值也是在LOAD有效時(shí)或初始化時(shí)被相關(guān)電路鎖存。

　　上述門限檢測(cè)電路輸出檢測(cè)值的數(shù)學(xué)表達(dá)式為：

　　其中N為時(shí)間窗口，i(n)∈[0，1]。

　　3.2 增益步階更新電路

　　增益步階更新電路產(chǎn)生增益步階，實(shí)現(xiàn)三級(jí)可變?cè)鲆娌诫A算法，算法主要思想是通過比較門限檢測(cè)電路得到的檢測(cè)值與參考門限的相對(duì)大小而設(shè)置不同的增益步階，檢測(cè)值與參考門限相差越大，增益步階絕對(duì)值越大，以達(dá)到增益的快速穩(wěn)定收斂。增益步階的數(shù)學(xué)表示為：

　　Gstep=(Pref-Pcal)×Coefx(4)

　　其中Pref為最優(yōu)參考門限，Pcal即為檢測(cè)得到的門限值，Coefx為第x級(jí)（x=1，2，3）增益步階系數(shù)。具體算法流程如圖5所示。

　　首先，在AGC電路開始工作之前配置時(shí)間窗口、參考門限、第1~3閾值5個(gè)參數(shù)，也可以在工作中改變配置，但新的配置值要等當(dāng)前更新周期完成之后才被鎖存。時(shí)間窗口為每個(gè)更新周期的采樣點(diǎn)數(shù)；參考門限為理想情況下的信號(hào)最優(yōu)高電平比率；第1~3閾值取值依次從大到小，分別對(duì)應(yīng)于檢測(cè)值距離參考門限的相對(duì)大小。增益系數(shù)選擇流程可分為以下4步：

　　(1)對(duì)統(tǒng)計(jì)結(jié)果與參考閾值的差值取絕對(duì)值。

　　(2)將此絕對(duì)值與第一閾值比較，若大于第一閾值，則增益步階系數(shù)選擇最大步階系數(shù)1輸出，流程結(jié)束；否則轉(zhuǎn)入步驟(3)。

　　(3)若絕對(duì)值在第一閾值與第二閾值之間，則增益步階系數(shù)選擇較大步階系數(shù)2輸出，流程結(jié)束；否則轉(zhuǎn)入步驟(4)。

　　(4)若絕對(duì)值在第二閾值與第三閾值之間，則增益步階系數(shù)選擇最小步階系數(shù)3輸出，流程結(jié)束；否則增益調(diào)節(jié)達(dá)到穩(wěn)定，增益步階為0，流程結(jié)束。

4 仿真結(jié)果與分析

　　AGC的性能極大程度影響著量化后的信號(hào)性能，本文中給出輸入信號(hào)功率變化時(shí)AGC的調(diào)節(jié)靈敏度和穩(wěn)定度以及存在帶內(nèi)連續(xù)波干擾時(shí)的性能。表1為仿真參數(shù)。

　　圖6為信號(hào)功率變化時(shí)的增益調(diào)節(jié)過程。最上面的波形為源信號(hào)，中間的波形為經(jīng)PGA后的輸出信號(hào)，最下面的波形為增益的變化過程。仿真可以看出，當(dāng)信號(hào)很小或很大時(shí)在增益調(diào)整的初期可以達(dá)到5 dB的增益步階，信號(hào)功率越接近理想功率，增益步階越小，直至穩(wěn)定，增益收斂快速，在給定仿真參數(shù)下信號(hào)可以在70 ns內(nèi)達(dá)到14 dB范圍的變化。圖中也可以看出，穩(wěn)定時(shí)增益可以在很長(zhǎng)時(shí)間內(nèi)保持不變，穩(wěn)態(tài)性能很好。

　　圖7為不同量化精度下信號(hào)的信噪比損失[5]隨帶內(nèi)連續(xù)波干擾的功率變化的仿真結(jié)果。圖中標(biāo)出了輸出信噪比的1 dB和3 dB損失點(diǎn)。容易看出，其抗干擾的能力隨著量化比特?cái)?shù)增加而增強(qiáng)。干擾信號(hào)增加到一定程度時(shí)信噪比損失劇烈增加，其主要原因是由于有限的量化位寬引入雜散頻率，仿真所得的電路抗干性能與理想性能[6]吻合，且量化精度越高，性能越接近理想性能。

　　本文基于SMIC的55 nm SS工藝庫(kù)，用Synopsys的Design Compiler工具對(duì)AGC電路進(jìn)行綜合，AGC工作時(shí)鐘設(shè)為100 MHz，綜合后電路總面積為1 379.3 m2，約合985個(gè)邏輯門，時(shí)序余量為2.54 ns。

5 結(jié)束語(yǔ)

　　本文設(shè)計(jì)了一款應(yīng)用于多模式GNSS接收機(jī)的數(shù)字自動(dòng)增益控制電路AGC。AGC的三級(jí)自動(dòng)增益控制算法提高了增益調(diào)節(jié)的靈敏度和穩(wěn)定度。仿真表明，在接收到的信號(hào)功率發(fā)生變化時(shí)，增益能夠快速收斂達(dá)到穩(wěn)定。同時(shí)通過仿真得到對(duì)不同干擾強(qiáng)度情況下ADC的輸出信噪比損失，ADC的量化精度越高，仿真性能越接近理想性能。本設(shè)計(jì)電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，可移植性強(qiáng)，適用于2 bit及以上的ADC的增益控制。

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