摘 要： 針對低功耗電路設計要求，基于SMIC 0.18 μm CMOS 工藝，設計了一種電流復用兩級共源低噪聲放大器。仿真結果表明，在2.4 GHz的工作頻率下，功率增益為26.26 dB，輸入回波損耗S11為-27.14 dB,輸出回波損耗S22為-16.54 dB,反向隔離度為-40.91 dB，噪聲系數為1.52 dB，在1.5 V的供電電壓下，電路的靜態功耗為8.6 mW，并且工作穩定。

　　關鍵詞： CMOS；電流復用；阻抗匹配；低噪聲放大器

0 引言

　　由于具有集成度高、成本低等優勢，當前大多數無線射頻收發系統的設計都采用CMOS技術[1]。由于低噪聲放大器（LNA）處于接收機前端，它對整個無線通信系統射頻接收機的性能起著關鍵性的作用。為了抑制后面各級噪聲對系統的影響，LNA要求有較好的噪聲性能以及足夠的增益。為了保證在較大的信號動態范圍內LNA能夠正常工作，要求LNA有足夠的線性度，同時為了實現最大功率傳輸或最小噪聲系數，應保證LNA的輸入阻抗與前端源阻抗實現良好的匹配。在實際設計中，這些性能指標會相互牽制相互影響，所以在設計過程中要對這些性能指標進行折衷處理[2]。

　　本文基于SMIC 0.18 μm CMOS工藝設計實現了中心頻率為2.4 GHz低噪聲放大器。文章第1部分分析了電流復用兩級共源LNA的電路結構、輸入阻抗以及最佳MOS管尺寸的選擇；第2部分是電路仿真結果并就此結果進行了詳細的分析；最后對全文進行總結。

1 LNA電路設計與優化

　　1.1 電路結構分析

　　為了滿足整個系統的性能要求，LNA需要足夠的增益，所以在LNA的設計中通常采用多級放大器。在多級放大器中，由于每級電路都要消耗電流，導致電路電流隨著電路級數增加而增加。為了降低功耗，本文采用CS-CS cascaded電流復用結構，電路如圖1所示。LNA的直流偏置電路由M0和R1構成，電源電壓、電阻R1與M0的柵極和源極電壓決定了M0的工作電流，晶體管M0與M1形成電流鏡。為了盡可能地減小偏置電路的附加功耗，M0的柵寬遠小于M1柵寬。為了盡可能地減小偏置電路對交流信號通路的影響，電阻R2選擇得足夠大。電感L1、L2和電容Cex實現輸入匹配，電感L4、C4、L5和電容C5實現輸出匹配。在直流時，電感L3起到短路的作用，此時第二級和第一級共享偏置電流，這樣可以大大降低電路的功耗。在交流時，電容C2交流接地，電感L3起到Rfchock作用，第一級的輸出通過耦合電容C3連接到第二級晶體管M2的柵極，構成兩級共源結構，從而提高了整個電路的功率增益。

　　1.2 最佳MOS管寬度選擇

　　多級低噪聲放大器的噪聲系數的表達式為 [3]:

　　公式（1）中，NFk為第k級的噪聲系數；GA（k-1）為第k-1級的增益。由式（1）可知，NF1和GA1是NFtot取值大小的關鍵，如果GA1足夠大，第2級及后面的放大器的噪聲對整體噪聲的影響可以忽略，因此電路噪聲主要決定于NF1。

　　由經典的噪聲理論可推導出MOS管的最小噪聲系數的表達式為[4]：

　　其中，ω為LNA的工作頻率，ωT為MOS管的截止頻率，γ為漏噪聲系數，δ為柵噪聲系數，c為漏噪聲與柵噪聲的相關系數。gd0為漏源電壓為0時的漏源跨導，

　　公式（2）的最小噪聲系數是在不考慮功耗的情況下得出的，考慮到功耗的限制可以得出使噪聲系數最小的最優MOS管的寬度表達式為：

　　若MOS管的寬度取值為Wopt，則可以計算在功耗約束的范圍內取得的噪聲系數為：

　　1.3 輸入匹配電路的優化設計

　　傳統的放大器輸入匹配通常采用源級電感負反饋結構[5-6]，如圖2所示。

　　由圖2可知，該結構的輸入阻抗為[2]：

　　在一定的偏置和器件尺寸條件下，選取適當的Ls使得輸入阻抗為50 ，即可實現輸入端的阻抗匹配。但是這種結構需要感值很高的柵極電感，高感值的電感在芯片中會占用很大的面積，而且在射頻電路設計中，高感值的電感寄生電阻較大，對應的噪聲也較大。

　　本電路的設計中在晶體管M1的柵源之間并上一個電容Cex,用來調節晶體管M1柵源之間電容的大小,進而減小柵極電感的值。此時LNA的輸入阻抗為：

　　其中

　　輸入電路諧振時，

　　在LNA處于一定的偏置和器件尺寸的條件下，通過調整電感Ls的大小使得輸入阻抗中的實部等于50 ?，即可實現輸入端的阻抗匹配，而且此時產生的實部不是一個實際的電阻，因此不用擔心由實際電阻而產生的熱噪聲，所以不會對放大器的噪聲性能產生影響。通過調整Lg和Ct的大小使輸入阻抗的虛部的感抗和容抗相互抵消，使得輸入阻抗的虛部為零。從式（7）可以看出，在晶體管M1的柵極和源極之間并聯一個電容Cex后，所需要的柵極電感的值減小。

　　1.4 電路穩定性分析

　　電路的穩定性也是LNA設計中需要考慮的一個重要的性能指標。在放大器的設計中，必須保證放大器的穩定性，否則放大器在一定條件的激勵下有可能會出現自激現象。通常用穩定因子K描述一個二端口網絡的絕對穩定條件[7]：

　　其中: 

　　要使得LNA絕對穩定，必須保證K大于1。

　　2 電路仿真結果及其分析

　　采用SMIC 0.18 μm CMOS射頻工藝，在Cadence軟件環境下完成電路各項性能指標的仿真。工作頻率為2.4 GHz，在1.5 V工作電壓下，電路的靜態功耗為8.6 mW。

　　電路的S參數如圖3所示。在中心頻率2.4 GHz處，正向傳輸增益S21為26.26 dB，具有足夠的增益，能有效地減小后級電路對噪聲的影響。輸入反射系數S11為-27.14 dB，輸出反射系數S22為-16.54 dB，說明實現了較好的輸入輸出阻抗匹配。反向隔離度S12為-40.91 dB。LNA的噪聲系數仿真結果如圖4所示，從圖中可以看出，在2.4 GHz的工作頻率處，設計的低噪聲放大器的噪聲系數并不等于最小噪聲系數。若要使電路實現噪聲的完全匹配，可以通過增加Cex（但會提高電路的最小噪聲系數,降低電路的增益）或增加M1的柵寬 (但會增加功耗)來實現。本文所設計的LNA在功耗和噪聲系數之間進行了折衷處理，在較低功耗下實現了較好的噪聲性能，此時的NF為1.52 dB。本文對LNA的穩定因子Kf也進行了仿真，仿真結果如圖5所示。由仿真結果可以看出Kf始終大于1，所設計的低噪聲放大器處于無條件穩定。

3 結論

　　本文采用電流復用技術設計了一個低功耗高增益的低噪聲放大器，通過在輸入級晶體管的柵源之間并上一個電容Cex,減小了柵極電感的值，降低了芯片的面積。從電路的仿真可以看出，本文設計的低噪聲放大器在工作頻率2.4 GHz時具有良好的綜合性能指標。

　　參考文獻

　　[1] Abidi A A. RF CMOS comes of age [J]. IEEE Journal of Solid-State Circuits , 2004 , 39 (4) : 549-561.

　　[2] Madan A, McPartlin M J, Masse C, et al. A 5 GHz 0.95 dB NF highly linear cascode floating-body LNA in 180 nm SOI CMOS technology [J]. IEEE Microwave and Wireless Components Letters,2012,22(4):200-202.

　　[3] Gray P R, Meyer R G. Analysis and design of analogintegrated circuit( 4th ed)[M]. New York:John Wiley＆Sons, 2001．

　　[4] Lee T H.CMOS射頻集成電路設計[M]. 余志平,譯. 北京:電子工業出版社, 2006:258-307.

　　[5] Fujimoto R, Kojima K, Otake S. A 7 GHz 1.8dB NF CMOS low noise amplifier[J]. IEEE Journal of Solid-State Circuits, 2002,37(7):852- 856.

　　[6] Paul L, Johan I, Michiel S. A 0.8 dB NF ESD-protected 9mW CMOS LNA operating at 1.23GHz[J]. IEEE Journal of Solid-State Circuits, 2002,37(6):760-765.

　　[7] Belmas F, Hameau F, Fournier J M. A low power inductorless LNA with double gm enhancement in 130nm CMOS[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits,2012,47(5):1094-1103.