0 引言

　　隨著無線通信技術的發展，信號的傳輸量、傳輸速度都有很大的提升，對于手持設備，從最初的2G文字時代到3G圖片時代，再到現在的4G視頻時代，每個時代都伴隨著新技術的產生。4G系統(即LTE系統)是3GPP系統指定的下一代系統，其兩大主要特點是多輸入輸出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)和正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)，4G系統可以提供高達100 Mb/s甚至更高的數據傳輸速率，不僅支持語音業務，還能支持視頻等業務。隨著傳輸速率的提高，信號的峰均比(Peak-to-Average Power Ratio，PAPR)也會提高。對于2G和3G系統(如WCDMA、EDGE)，其PAPR約為3.5dB，但對于LTE系統，由于采用了正交頻分復用的調制方法，其PAPR會上升到8～10 dB[1]，如圖1所示。高PAPR信號會對手持設備中的功率放大器產生更高的需求，為了保證信號的線性度，功率放大器往往要進行功率回退，這樣降低了功率放大器的工作效率。同時一般的手持設備中的功率放大器常使用線性穩壓電源（LDO）進行供電，功率放大器只能在達到峰值功率時提供最高效率，而大部分時間功率放大器都無法有效利用輸入的功率，無用功率會轉變為熱能，這會降低功率放大器的工作效率，使得部分電量白白損失。

　　為了滿足4G信號的需求，提高功率放大器的工作效率，多種技術被應用到功率放大器的設計中，這些技術大體分為兩類，一種是對功率放大器的輸入信號進行處理，一種是根據輸入信號采用開關電源代替穩壓電源對功率放大器進行供電。文獻[2]-[4]采用了數字預失真（DPD）的方法來提高功率放大器的效率，這種方法通過產生一個與失真信號相反的信號并將其輸入到功率放大器，以抵消失真信號產生的影響，但其控制電路較為復雜，在手持設備中受面積制約。文獻[5]-[7]采用了Doherty的結構來針對高PAPR信號，這種電路在基站中應用較為廣泛，在手持設備中的匹配較難處理。文獻[8]-[10]采用了包絡跟蹤(Envelope Tracking，ET)技術，通過輸入信號的包絡變化，利用控制電路來動態調節功率放大器的漏極電壓，以降低功率放大器的靜態功耗，提高效率，這種控制電路正嘗試應用于手持設備中，但技術尚不成熟，且效率的提高不是非常明顯。本文基于文獻[10]的包絡跟蹤技術，從功率放大器的需求出發，通過采用線性回歸曲線方法構建出MRF9742工作效率最大化條件下漏極電壓與輸入信號功率的曲線，并根據此曲線設計了一種開關電源以及控制電路，在工作頻率為2.35 GHz時使用開關電源比使用穩壓電源的效率有較明顯的提升，提升的最大值為11.7%，在相同輸出功率情況下PAE比文獻[10]中提高了4.6%。

1 功率放大器供電電壓確定

　　本設計是針對手持設備，故功率放大器選取應用于手持設備的功率放大器芯片MRF9742，將該芯片的模型利用Agilent公司的ADS2011軟件進行仿真。先確定靜態工作點為偏置電壓取2.0 V，取電源電壓為固定值5 V，直流電流取1 mA，為了滿足LTE信號的要求，確定其工作頻率為2.35 GHz。之后利用負載牽引進行匹配電路設計，確定MRF9742功率放大器的電路圖，將該電路進行仿真，通過掃描輸入功率的變化得到如圖2所示PAE的曲線。此功放的PAE最大值為50.1%，此時對應的輸入功率為23 dBm，5 V的電源電壓能夠滿足功放的工作需求，但是當輸入功率增大時，電源電壓不能滿足功放的需求，同時當輸入功率降低時，電源電壓又會有剩余，從而有一部分的功率被白白消耗。為了使得功率放大器總能保持最大效率進行工作，可以采用開關電源對功率放大器供電，以保持功率放大器漏極電壓隨著輸入功率的變化而變化。

　　為了實現此目標，首先要確定PAE與漏極電壓的關系。可以讓輸入功率Pin保持不變，動態掃描功率放大器的漏極電壓Vdd，仿真出功率放大器的功率附加效率PAE與漏極電壓Vdd的關系曲線，從曲線中找出功率附加效率最大值時對應的漏極電壓值，這樣就得到了一組Pin與Vdd的值。取Pin=20 dBm，掃描Vdd，當PAE取最大值時對應的Vdd=5.785 V，如圖3所示。同理改變Pin，繼續仿真功率放大器的功率附加效率PAE與漏極電壓Vdd的關系曲線，可以得到PAE最大時相對應的Vdd值。將PAE與Vdd的對應值利用線性回歸算法進行擬合，可以得到如圖4所示的擬合直線，即當功率放大器的漏極電壓與輸入功率滿足Vdd=0.325 5 Pin-0.47時，可以使得功放的效率最大，同時Vdd的大部分取值小于6 V，能滿足手持設備輸入功率的需求和供電電源的要求。

2 包絡跟蹤開關電源電路設計

　　為了提高功率放大器的工作效率，滿足擬合出來的功率放大器輸入功率Pin與Vdd的關系，可以采用包絡跟蹤的方法來進行控制電路的設計。該電路可以采集功率放大器輸入信號的包絡，并將其放大作為控制信號，將這個控制信號作為開關電源中MOS管的驅動，用來控制開關電源的占空比，進而控制開關電源的輸出電壓。由于本設計針對手持設備需要對功率放大器MRF9742進行供電，故此包絡跟蹤開關電源電路通過一個脈沖寬度調制（PWM）模式的降壓電路（Buck-Convertor）來實現。其基本電路包括包絡檢測電路、誤差放大電路、比較電路和驅動電路等，如圖5所示。

　　圖5中的誤差放大電路(EA)將輸出的電壓Vdd返回值與輸入電壓Vin進行比較，經放大產生一個輸出電壓VEA作為比較電路的輸入，同時誤差放電電路可以進行頻率補償以保證系統的穩定性。PWM比較電路用于比較VEA與參考電壓Vref，其輸出結果是邏輯高電平和低電平，將這兩個變化電平輸入到驅動電路中來驅動MOS管，通過控制MOS的導通時間來控制開關電源的占空比。MOS管、電感、二極管、電阻和電容構成降壓電路的形式，其中功率放大器PA用并聯的電阻與電容來等效。為了保證電感上電流的連續性，在理想情況下降壓電路的輸入與輸出滿足如下關系：

　　Vdd=DVpower(1)

　　其中D為開關的占空比，Vpower為電源電壓。在PWM模式下，開關的周期保持不變，只是導通時間發生變化，故可以通過改變開關的導通時間來控制其占空比。根據上述得到的功率放大器的漏極電壓與輸入功率的擬合直線，可以得到：Vdd=DVpower=0.325 5 Pin-0.47。此時的包絡跟蹤控制電路的輸出電壓與輸入功率成線性關系，調節電路中各參數值以滿足此關系式。在Virtuoso中畫出PWM型降壓電路圖，如圖6、圖7所示。

3 功率放大器開關電源仿真

　　將該功率放大器利用變化的電源對其供電，其他參數保持不變。利用ADS軟件進行仿真，可以得到該功放的使用開關電源與穩壓電壓對應的PAE，如圖8所示。根據圖8可得，在工作頻率為2.35 GHz時，使用開關電源的功率放大器比使用穩壓電源的功率放大器PAE提高10%左右，提升的最大值為11.7%。表1總結了使用開關電源與穩壓電源功率放大器的參數。

4 結論

　　本文通過對手機功率放大器芯片MRF9742利用負載牽引進行匹配電路設計，使其工作頻率在2.35 GHz滿足TD-LTE信號的需求。之后為了保證該功率放大器工作效率的最大化，在保持輸入功率不變的條件下，確定了此時PAE最大時漏極電壓的取值，同時利用線性回歸算法，擬合出漏極電壓與輸入功率的關系直線。為了實現此關系直線，在開關電源控制電路采用包絡跟蹤控制電路實現。最后利用ADS軟件進行仿真，可以得到該功率放大器使用開關電源供電時比使用穩壓電源供電時效率提高10%左右，提升最大值為11.7%，這樣可以提高電源的使用效率，從而延長手持設備的使用時間。

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