摘 要： 傳統的單管正激變換器由于磁芯復位導致占空比漂移限制，MOSFET承受輸入2倍或更多的電源電壓，使其應用受到限制，而雙管正激變換器具有開關管電壓低、無橋臂直通危險、可靠性高及無需外加磁芯復位電路等優點，因而廣泛應用在中大功率電路中。從雙管正激變換器的原理入手，在Saber軟件平臺搭建一個中等功率（200 W~500 W）雙管正激變換器模型，并對搭建的變換器模型進行在線實時仿真與修改，最終得到了較為滿意的效果。仿真結果不僅驗證了前面所述雙管正激變換器的優點，而且表明該模型對縮短開發周期、降低設計成本有顯著的效果。
關鍵詞： 雙管正激；磁芯復位；Saber
0 引言
單管正激變換器拓撲具有結構簡單、工作可靠、成本低廉等特點[1]，但必須在開關管關斷期間使高頻變壓器進行去磁復位，因此必須增加去磁繞組或外加RCD復位，而外加RCD會造成較大的能量損失，使其變換器的效率下降。
本文在單管正激基礎上額外增加一個低功率的MOSFET和兩個高壓低功率二極管完成變壓器的磁通復位，并將儲存在電感中的能量返回到輸入端，沒有功率損耗，從而提高了電源的效率。
1 變換器電路模型
圖1為雙管正激變換器電路基本模型，圖中Q1、Q2為高壓低功率MOSFET；D1、D2為Q1、Q2內部寄生的反并聯二極管；D3和D4為輸出整流和續流二極管，起能量的儲存及傳遞作用；T1為隔離和降壓用高頻變壓器；LP為原邊繞組電感；Ls為副邊繞組電感。高壓MOSFET-Q1和Q2關斷時通過D1、D2釋放能量，同時Np的漏感將通過D1、D2返回給輸入，因此變壓器初級無需再有復位繞組。
2 關鍵參數計算
2.1 電路設計規格
電路設計規格如表1所示。
2.2 高頻變壓器參數選型
（1）確定變壓器銘牌型號
首先選出與輸出功率大小及工作模式相匹配的高頻變壓器磁芯型號，同時結合成本考慮，在此選擇PQ32/30，Ap=2.408 6 cm4（根據經驗公式求得的Ap值查磁芯規格表[2]）。
（2）求匝比
由相關公式求得變壓器初次級匝比n=0.236 8。
（3）求CCM磁化激磁電感Lmag
由經驗及相關公式計算原邊所需最小電感量為Lmag=5.495 mH。
（4）計算初次級匝數
經計算，原邊繞組匝數可取50匝，次級繞組取12匝。
2.3 高壓MOSFET選型
功率管Q1、Q2可選擇800 V功率MOSFET，電流可按變壓器最大初級峰值計算為4 A，適當留一些裕量及功率擴展，因此選擇800 V/7 A的FQA7N80C功率管。
3 變換器Saber模型仿真
3.1 Saber簡介
Saber是美國Synopsys公司的一款EDA軟件，它為復雜的混合信號設計和驗證提供了一個功能強大的混合仿真器，可以解決從系統開發到詳細設計、驗證等一系列問題[3]。Saber中含有豐富的模型庫，尤其是含有豐富的變壓器模型，可兼容擴展Spice模型，因此非常適合于開關電源及含PFC類的仿真，本文充分利用Saber軟件這一功能在其軟件中搭建相關模型，并取得了較好的控制效果。
3.2 變換器仿真
開關電源控制芯片采用Saber中較為通用的uc系列電流脈寬控制型芯片，使電源系統由二階降為一階，使系統不存在有條件的環路穩定問題。同時由于雙管正激拓撲工作在占空比D＜0.5，故不需要像在單管正激中加入磁芯復位繞組。系統仿真模型如圖2所示。
3.2.1 最低輸入電壓最大負載情況
設置V1=Vin=Vinmin=265 V，負載R5=242/200=2.88 Ω，圖3為仿真波形。圖中，從上到下依次為Q1、Q2的驅動PWM波信號、變壓器原邊激磁電感兩端電壓信號、上橋臂Q1-Vds信號、內部寄生二極管D1及變壓器初次級端電流信號。
從圖3可以看出，兩路驅動信號滿足雙管正激驅動指令信號要求，驅動最高幅值為14.716 V，開關頻率f=102.26 kHz，最大占空比與設計的大體一致，說明設計正確。
圖4給出了輸出電壓及輸出電感電流波形。
從圖4（a）可以看出，輸出電壓及電感電流波形動態及靜態性能良好（10 ms即達到穩態）；從圖4（b）看出，主路24 V輸出23.898 V，電壓紋波均在10 mV以內，滿足設計精度150 mV要求，電流紋波為53.6 mA，在100 mA以內，均滿足設計精度要求。
3.2.2 額定電壓滿負荷情況
設置Vin=Vinnom=311 V，主路24 V負載2.88 Ω，圖5為仿真輸出波形。圖中，從上到下為Q1、Q2的驅動PWM波信號、變壓器原邊激磁電感兩端電壓信號、上橋臂Q1-Vds信號、內部寄生二極管D1及變壓器初次級端電流信號。
從圖5可以看出，兩路驅動信號滿足正激驅動信號要求，驅動最高幅值為13.961 V，開關頻率f=103.24 kHz，最大占空比為0.408 23，功率管承受最大峰值為電源電壓311.85 V。
圖6給出了輸出電壓及輸出電感電流波形。
從圖6可以看出，主路24 V輸出24.005 V，電流輸出8.020 8 A，電壓紋波均在10 mV以內，電流紋波為58.49 mA，均滿足設計精度要求，到達穩態時間比低壓滿載快，為11 ms左右。
3.2.3 最高工作電壓輕載情況
設置輸入最高工作電壓360 V，主路負載100 Ω，即負載為滿載的6/200=1/30時（略小），測試變換器的輕負載特性，圖7為仿真輸出波形。圖中從上到下依次為Q1、Q2的驅動PWM波信號、變壓器原邊激磁電感兩端電壓信號、上橋臂Q1-Vds信號、內部寄生二極管D1及變壓器初次級端電流信號。
從圖7可以看出，2路驅動信號滿足雙管正激驅動指令信號要求，驅動最高幅值為14.017 V，開關頻率f=101.66 kHz，最小占空比為0.313 63。功率管承受最大峰值為360.79 V，接近電源電壓。
圖8給出輸出帶不同負載情況下其驅動PWM波形、輸出電壓及電流波形。
對比圖8（a）、（b）可以看出，系統在高壓輕載時系統工作在DCM模式，輸出電壓會過沖，而輸出電感電流亦會有一段754 μs死區（即PWM波丟失階段，死區時間隨著負載的減輕而增加）。表2是由仿真負載數據從6 W~30 W時相對應的輸出電壓及占空比的值。
因此，雙管正激不太適合工作在輕載及空載場合，正常情況下應帶一定假負載，如本文設計的需帶一定假負載20 W（即需要設計者調試出在最高輸入電壓下最輕負載下滿足的最低占空比）。
4 結論
總體來說，雙管正激比單管正激拓撲簡單，磁復位電壓等于輸入電壓，最大占空比因此被限制在低于50%以下，不存在單管正激磁芯復位問題，可靠性高，不僅擴大了開關管及其負載功率的選擇范圍，更有利于散熱系統的設計，可以較少考慮精確激磁電感和漏感的影響，對中等功率等級有很大的適應性，因此該變換器非常適用于高壓輸入及對精度要求較高的電源系統中，但適合工作在一定負載情況，不太適合工作在空載或很輕負載的場合。
參考文獻
[1] 王國禮，金新民．采用LCD箝位電路的正激DC-DC變換器[J]．電工技術雜志，2000（12）：24-26.
[2] 張友軍，張玉珍.雙管正激DC/DC變換器的損耗計算與優化設計[J].江蘇電器，2005（6）：12-14.
[3] 朱娟娟.基于Saber的單相Boost電路仿真與設計[J].科技廣場，2007（11）：213-215.