單開關(或稱單晶體管)正激轉換器是一種最基本類型的基于變壓器的隔離降壓轉換器，廣泛用于需要大降壓比的應用。這種轉換器的優點包括只需單顆接地參考晶體管，及非脈沖輸出電流減小輸出電容的均方根紋波電流含量等。但這種轉換器的功率能力小于半橋或全橋拓撲結構，且變壓器需要磁芯復位，使這種轉換器的最大占空比限制在約50%。此外，金屬氧化物半導體場效應管(MOSFET)開關的漏電壓變化達輸入電壓的兩倍或更多，使這種拓撲結構較難于用在較高輸入電壓的應用。

圖1：正激轉換器不帶磁芯復位與帶磁芯復位之對比

     正激轉換器中，變壓器的磁芯單方向磁化，在每個開關周期都需要采用相應的措施來使磁芯復位到初始值，否則勵磁電流會在每個開關周期增大，經歷幾個周期后會使磁芯飽和，損壞開關器件。相對而言，如果有磁芯復位，電流就不會在每個開關周期增大，電壓會基于勵磁電感(L_mag)反相并使磁芯復位。圖1以單開關正激轉換器為例，簡要對比了無磁芯復位與有磁芯復位的電路圖及勵磁電感電流波形。

     有3種常見的標準磁芯復位技術，分別是三次繞組，電阻、電容、二極管(RCD)鉗位和雙開關正激。三次繞組磁芯復位技術的電路示意圖參見圖1b)，這種技術能夠提供大于50%的占空比，但開關Q1的峰值電壓可能大于輸入電壓的2倍，而且變壓器有三次繞組，使變壓器結構更復雜。RCD鉗位磁芯復位技術也能使占空比大于50%，但需要寫等式和仿真，以檢驗復位的正確性，讓設計過程更復雜。RCD鉗位技術的成本比三次繞組技術低，但由于復位電路中的鉗位電阻消耗能量，影響了電源轉換效率。

圖2：雙開關正激轉換器電路原理圖

     與前兩種磁芯復位技術相比，雙開關正激更易于實現，而且開關Q1上的峰值電壓等于輸入電壓，降低了開關所承受的電壓應力。這種技術需要額外的MOSFET (Q2)和高端驅動器，且需要2個高壓低功率二極管(D3和D4)，參見圖2。雙開關正激技術的每個開關周期包含3步：第1步，開關Q1、Q2及二極管D1導通，二極管D2、D3及D4關閉；第2步，開關Q1、Q2及二極管D1關閉，而二極管D2、D3及D4導通；第3步，開關Q1、Q2及二極管D1仍然關閉，二極管D2仍然導通，而二極管D3及D4則關閉。

     當然，采用這種技術后，轉換器就成了雙開關正激轉換器，它不同于單開關正激轉換器，不需要特殊的復位電路就可以保證可靠的變壓器磁芯復位，可靠性高，適合更高功率等級。

NCP1252雙開關正激轉換器演示板規格概覽

    NCP1252是安森美半導體新推出的一款改進型雙開關正激轉換器，適合于計算機ATX電源、交流適配器、UC38XX替代及其它任何要求低待機能耗的應用，相關能效測試結果將在后文提及。這器件也是一種固定頻率控制器，帶跳周期模式，能夠提供真正的空載工作。此外，NCP1252具有可調節開關頻率，增強設計靈活性；還帶有閂鎖過流保護功能，能夠承受暫時的過載。其它特性還包括可調節軟啟動時長、內部斜坡補償、自恢復輸入欠壓檢測等。

     NCP1252與市場上不含輸入欠壓檢測、軟啟動及過載檢測的UC384x系列器件相比，提供這系列器件所不包含的這些功能(額外實現成本為0.07美元)，降低成本并提升可靠性。

     安森美半導體基于NCP1252構建的演示板規格包括：

    輸入電壓范圍：350至410 Vdc；

    輸出電壓：12 Vdc，精度±5%；

    額定輸出功率：96 W (8 A)；

    最大輸出功率：120 W (每分鐘持續5秒)；

    最小輸出功率：真正空載(無假負載)；

    輸出紋波：50 mV峰值至峰值；

    最大瞬態負載階躍：最大負載的50%；

    最大輸出壓降：250 mV (5 µs內從輸出電流=50%到滿載(5 A到10 A))。

 NCP1252應用設計：功率元件計算

1) 變壓器匝數比、占空比及勵磁電感

    首先計算變壓器在連續導電模式(CCM)下的匝數比N。

     根據等式(1)可以推導出等式(2)：

     其中，V_out是輸出電壓，η是目標能效，V_{bulk min}是最小輸入電壓(即350 Vdc)，DC_max是NCP1252的最大占空比，N是變壓器匝數比。

     相應我們也可以驗證出高輸入線路電壓(410 Vdc)時最小占空比，見等式(3)：

    為了恰當地磁芯復位，需要極小的勵磁電流來對繞組電壓反相。根據經驗法則，勵磁電流為初次峰值電流(I_{p_pk})的10%。其中，I_{p_pk}取值0.94，這數值的計算過程參見后文。變壓器勵磁電感的計算見等式(4)：

 2) LC輸出濾波器

    首先選擇交越頻率(f_C)。因開關噪聲緣故，f_C大于10 kHz時要求無噪聲布線，難于設計。故不推薦在較高的頻率交越，直接選定f_C為10 kHz。

     如果我們假定由f_C、輸出電容(C_out)及最大階躍負載電流(ΔI_out)確定出ΔI_out 時的最大壓降(V_out)為250 mV，我們就能寫出下述等式：

    我們選擇的是2顆松下FM系列的1,000 µF@16 V電容。從電容規范中解析出：

    I_c,rms=5.36 A @ T_A=+105 ℃

    R_ESR,low = 8.5 mW@ T_A = +20  ℃

    R_ESR,high = 28.5 mW@ T_A = -10  ℃

     這里有一個經驗法則，就是選擇等式(6)計算出來的值一半的等效串聯電阻(ESR)電容：R_ESR,max= 22 mW@ 0 ℃。這個規則考慮到了電容工藝變化，以及留出一些電源在極低環境溫度條件下啟動工作時的裕量。

     最大峰值到峰值電流(ΔI_L)的計算見等式(8)：

     3) 變壓器電流

    經過一系列計算(詳細計算過程參見參考資料3)，可以得到：次級峰值電流(I_{L_pk})為11.13 A，次級谷底電流(I_{L_valley})為8.86 A，初級峰值電流(I_{p_pk})為0.95 A，初級谷底電流(I_{p_valley})為0.75 A，初級均方根電流(I_p,rms)為0.63 A。

     4) MOSFET

    由于NCP1252是雙開關正激轉換器，故作為開關的功率MOSFET的最大電壓限制為輸入電壓。通常漏極至源極擊穿電壓(BV_DSS)施加了等于15%的降額因數，如果我們選擇500 V的功率MOSFET，降額后的最大電壓應該是：500 V x 0.85 = 425 V。我們選擇的功率MOSFET是采用TO220封裝的FDP16N50，其BV_DSS為500 V，導通阻抗(R_DS(on))為0.434 Ω(@T_j=110℃)，總門電荷(Q_G)為45 nC，門極至漏極電荷(Q_GD)為14 nC。

     MOSFET的導電損耗、開關導通損耗計算見等式(13)到(14)：

    其中，交迭時間(Δ_t)由下列等式計算得出：

     5) 二極管

    次極二極管D1和D2維持相同的峰值反相電壓(PIV)，結合二極管降額因數(k_D)為40%，可以計算出PIV，見等式(19)：

     由于PIV<100 V，故能夠選擇30 A、60 V、TO-220封裝的肖特基二極管MBRB30H60CT。

     二極管導通時間期間的導電損耗為：

    P_cond,forward=I_outV_fDC_max=10x0.5x0.45=2.25 W                                   (20)

     關閉時間期間的導電損耗為：

    P_{cond,freewheel}=I_outV_f(1-DC_min)=10x0.5x(1-0.39) =3.05 W                     (21)

 NCP1252應用設計：NCP1252元件計算

1) 用于選擇開關頻率的電阻R_t

     采用一顆簡單電阻，即可在50至500 kHz范圍之間選擇開關頻率(F_SW)。假定開關頻率為125 kHz，那么我們就可以得到：

     其中，V_Rt是R_t引腳上呈現的內部電壓參考(2.2 V)。

 2) 感測電阻

    NCP1252的最大峰值電流感測電壓達1 V。感測電阻(R_sense)以初級峰值電流的20%余量來計算，其中10%為勵磁電流，10%為總公差：

3) 斜坡補償

    斜坡補償旨在防止頻率為開關頻率一半時出現次斜坡振蕩，這時轉換器工作在CCM，占空比接近或高于50%。由于是正激拓撲結構，重要的是考慮由勵磁電廠所致的自然補償。根據所要求的斜坡補償(通常為50%至100%)，僅能夠外部增加斜坡補償與自然補償之間的差值。

     目標斜坡補償等級為100%。相關計算等式如下：

    內部斜坡：

     由于R_compC_CS網絡濾波需要約220 ns的時間常數，故：

 NCP1252演示板圖片及性能概覽

    NCP1252演示板的詳細電路圖參見參考資料2,其頂視圖和底視圖則見圖3。

圖3：NCP1252演示板的頂視圖及底視圖

    在室溫及額定輸入電壓(390 Vdc)條件下，NCP1252演示板不同負載等級時的能效如圖4所示。從此圖可以看出，負載高于40%最大負載時，工作能效高于90%。這演示板還能藉在轉換器次級端同步整流，進一步提升能效達幾個百分點。

圖4：NCP1252演示板在室溫及額定輸入電壓(390 Vdc)條件下的能效圖

     如前所述，NCP1252提供軟啟動功能，其中一個目標應用就是替代UC38xx。NCP1252有一個專用引腳，支持調節軟啟動持續時間及控制啟動期間的峰值。

     另外，NCP1252的待機能耗性能也很突出。這器件能藉將輸入欠壓(BO)引腳接地來關閉，而關閉時V_CC輸入端汲入的電流小于100 µA。

 總結：

    本文介紹了正激轉換器磁芯復位技術的原理，比較了三次繞組、RCD鉗位及雙開關正激等常見的磁芯復位技術，分析了雙開關正激轉換器的優勢，并結合安森美半導體基于雙開關正激磁芯復位技術的NCP1252固定頻率控制器，分享了這雙開關正激轉換器的應用設計過程。這器件集成了輸入欠壓檢測、軟啟動及過載檢測等眾多特性。測試結果顯示，NCP1252提供極高的工作能效和極低的待機能耗，適合UC38xx替代、ATX電源、適配器及其它任何要求低待機能耗的應用。

 參考資料：

1、An Improved 2-Switch Forward Converter Application, http://www.onsemi.com/pub/Collateral/TND378-D.PDF，安森美半導體

2、《改進型雙開關正激轉換器應用》，http://www.onsemi.com/pub/Collateral/F2S%20-%202%20Switch%20Forward%20Converter%20-%20bilingual.rev0.pdf，安森美半導體

3、2 Switch forward Current Mode converter with the NCP1252，http://www.onsemi.com/pub/Collateral/AND8373-D.PDF，安森美半導體