0 引言

    射頻功率放大器模組作為手機、平板等手持移動終端的關鍵零組件和主要耗能部件不能一直處于最大發射功率狀態。為滿足特定的通信標準并延長電池的續航時間，高效的功率控制對于射頻功放模組尤為重要。不同于傳統的GSM飽和功放，WCDMA手機功放采用線性功放設計，要求功放的增益恒定，其發射功率由輸入信號的功率來調節。因此，WCDMA手機功放模組內部需要控制器模塊為功放提供穩定的偏置，從而保證功放在不同的工作環境、不同的工作狀態下保持功率增益幾乎不變。

    區別于當前比較前沿的CMOS全集成方案（如應用于WLAN的射頻功放^[1]和高通的RF360射頻前端解決方案等），本設計所屬的功放模組采用的是業界成熟的GaAs HBT功放+CMOS控制器+多層基板和SMT元件的系統級封裝（SiP）解決方案。

1 功放控制器的電路實現

    所設計的功放控制器由邏輯模塊（Logic）、ESD保護電路、帶隙基準源（BGR）和低壓差線性穩壓器（LDO）組成，如圖1所示。

    其中邏輯模塊將邏輯輸入信號轉換為內部模塊的控制信號，并為射頻開關提供邏輯輸入；ESD保護電路用于提高CMOS控制器的可靠性；帶隙基準源為低壓差線性穩壓器提供電壓基準和電流偏置；低壓差線性穩壓器（LDO）為功放提供合適的偏置。

1.1 低壓差線性穩壓器（LDO）

    CMOS控制器有多個電壓輸出端口（對應于圖1中的out0~outN），但同時工作的LDO個數有限且電路結構相同，本設計采用了復用誤差放大器（EA）和補償電容的方案，如圖2所示。該方案一方面減小了芯片尺寸（節省了誤差放大器和補償電容），另一方面又保留了每路輸出電壓的相對獨立性。

    為了減小由偏置電路引入的記憶效應，要求LDO輸出電壓具有較高的紋波抑制比（PSRR），本設計采用折疊共源共柵結構的誤差放大器，如圖3所示。其中輸入inp為圖2的同相輸入端，輸入inn為圖2的反相輸入端， Iref由帶隙基準提供。LDO輸出電壓的PSRR由以下三部分組成：第一部分由基準電壓Vref經過有限帶寬的放大器引入；第二部分從誤差放大器（即折疊共源共柵放大器）引入，可忽略不計^[2]；第三部分由功率MOS管引入，可通過并聯反饋模型（Shunt-Feedback Model）來分析^[2]。

    圖2中運放的補償電容接到誤差放大器的C_C端，消除了誤差放大器到功率MOS管的前饋路徑，不但消除了右平面零點，還增大了誤差放大器的第二極點，從而減小了補償電容值。LDO的第一極點是誤差放大器的主極點，第二極點是輸出極點。

    功放控制器的模式切換時間會影響到用戶體驗，它主要由LDO的使能時間決定，可通過增大差分輸入對的尾電流（即M2的源漏電流）來減小，這樣誤差放大器對補償電容和功率管寄生電容充電會更快，缺點是增加了靜態功耗。同時流過M11(M15)的電流也要相應增加，通常設定流過M11(M15)的電流為流過M3(M4)的電流的1.2~1.5倍^[3]。為了減小共源共柵電流鏡的失配， M11(M15)和M10(M14)的過驅動電壓應分別采用電流匹配和電壓匹配的原則設計^[4]。為了盡可能減小功率管的靜態電流(可降低靜態功耗)，同時兼顧環路增益和電流匹配兩個指標，本設計中M8(M12)的過驅動電壓為150 mV左右，M9(M13)的過驅動電壓為100 mV左右。

    LDO的電壓誤差直接影響功放的增益誤差，假設帶隙基準誤差、誤差放大器輸入失調電壓和采樣電阻失配對LDO的影響統計獨立，則LDO的電壓誤差可由下式得出：

    其中V_os為誤差放大器的輸入失調電壓，x為采樣電阻的失配系數，V_e為帶隙基準的誤差電壓，通常誤差放大器的輸入失調電壓比帶隙基準的誤差電壓小，可見設計高精度的電壓基準非常關鍵。

1.2 帶隙基準源（BGR）

    本設計需要產生溫度系數為-400 ppm/℃的基準電壓，所采用的帶隙基準電路如圖4所示，其中M1~M4、R₁~R₃和Q1、Q2組成帶隙基準的核心電路，M5~M13、R₄、R₅和C_C組成兩級運算放大器，MS1~MS5和C_S組成啟動電路，R₀和C₀構成RC低通濾波電路以提升LDO的PSRR性能。

    啟動電路的原理是：當電路沒有進入正常工作狀態時，Vref1為低電平，M1和M2的柵極均為高電平，這時流過電流鏡的電流為0，由MS1~MS3組成的有源電阻導通，對電容C_S充電，當電容兩端電壓達到MS4的閾值電壓時， MS4導通，把M1~M6、M11和M12的柵極電壓拉低，這樣運算放大器就開始工作，同時三極管Q1和Q2也有電流流過，當帶隙基準的輸出電壓建立起來后，MS5管導通，泄放掉電容C_S上的電荷并為有源電阻提供了電流泄放通路，此時MS4截止，電路進入正常工作狀態。電容C_S的作用是保證電路正常啟動而不振蕩，但是如果選取的電容值過大會延長帶隙基準的建立時間。

    帶隙基準電路有兩個反饋環路，其中Q1支路接入兩級運放輸入管M7的柵極構成正反饋環路，Q2支路接到輸入管M8的柵極構成負反饋環路，整個環路總體為負反饋，這樣由運放輸入端“虛短”可得M7和M8的柵極電壓近似相等。記流過三極管Q1的電流為I₁，流過三極管Q2的電流為I₂；假設Q2與Q1的發射極面積比為m，電流關系為I₁=nI₂。為保證V_ref1和V_ref2相等，有R₂=nR₁，這樣：

    由上述分析可知，增大三極管Q1與Q2的發射極電流密度比（增加Q2與Q1的發射結面積比或增加Q1和Q2的電流比），不但能減小由運放輸入失調電壓引入的誤差，還能減小由電流鏡失配引入的誤差。V_ref1中由電流鏡失配引入的誤差會比V_ref2大，但由運放輸入失調電壓所引入的誤差卻比V_ref2小，具體選擇哪個輸出節點可通過蒙特卡羅分析決定。

2 仿真和測試結果

    CMOS控制器堆疊在HBT Die上面，如圖5所示，必須適應更寬的工作溫度范圍。功放模組的工作溫度為-20 ℃~85 ℃，本設計中控制器的仿真溫度為-20 ℃~125 ℃。仿真結果顯示，CMOS控制器在所有PVT下LDO輸出電壓在1 GHz下的PSRR小于-10 dB（如圖6所示），輸出電壓溫度系數為-424 ppm/℃~-399 ppm/℃，LDO使能時間小于1.5 μs（如圖7所示）。常溫下（27 ℃）1 000點蒙特卡羅仿真得到輸出電壓的均值為2.906 V、標準差為13.6 mV。

    分析三張晶圓的CP（Chip Probe）測試數據得到電壓均值為2.894 V，標準差為17 mV，良率為94%。高低溫測試得到電壓溫度系數為-370 ppm/℃左右，其中三個樣本的溫度系數測試數據如圖8所示。測得ESD保護能力達到HBM>2 kV。

    仿真測試結果如表1所示。從仿真和測試數據的對比中可以猜測：三極管器件模型中V_BE和ΔV_BE的溫度系數與實際有偏差，導致實測溫度系數偏大，進而導致蒙特卡羅仿真得出的電壓偏差比實測小(因為ΔVBE偏差比V_BE的大)。

3 結論

    采用復用誤差放大器和補償電容的LDO結構設計出一種應用于WCDMA手機功放模組的高性能的功放控制器，既減小了芯片面積又保留了各路電壓的獨立性。電路采用TSMC 0.25μm標準CMOS工藝實現，模式切換時間和PSRR性能均滿足系統指標。輸出電壓偏差小，溫度系數比較準，CP測試良率為94%。目前功放模組已批量生產。

參考文獻

[1] 劉斌，劉祖華，黃亮，等.2.45 GHz 0.18 μm CMOS高線性功率放大器設計[J].電子技術應用，2014，40(2)：46-48.

[2] Gabriel Alfonso Rincón-Mora.Analog IC Design with Low-Dropout Regulators[M].McGraw-Hill，2004.

[3] ALLEN P E，HOLBERG D R.CMOS Analog Circuit Design[M].New York：Oxford University Press，2002.

[4] HASTINGS A.The Art of Analog Layout[M].Pearson Education，2001.