0 引言

    單片微波集成電路（MMIC）是在同一塊半導體襯底上，采用一系列半導體工藝方法，將有源與無源器件連接起來構成的微波電路。這種電路具有集成度高、體積小、重量輕、可靠性高、寄生效應低等優點^[1]。

    當前MMIC的襯底材料以第三代寬禁帶半導體材料GaN為典型代表。這種半導體材料耐高溫、高壓，電子遷移率高，工作溫度范圍大，微波傳輸性能好。因此GaN基的功放管一般具備更高的工作電壓、更大的輸出功率以及更高的功率輸出效率。對此類功放管的研究與應用能夠整體提高微波組件的性能與穩定性，為電子對抗、制約通信、雷達發射機系統的發展帶來革命性的變化。

    近年來以GaN為襯底的微波功放管取得了長足的發展。國外TriQuint和東芝公司先后推出大功率器件，東芝公司有X波段50 W的芯片批產。國內X波段50 W芯片已經有試驗件，相信不久就會進入批產階段。

    本文以X波段50 W GaN功放管的應用為基礎^[2]，設計出了輸出功率為85 W的功率放大模塊，并且在此微帶電路的基礎上進行了改進設計。本次電路改進在滿足原有指標的條件下，同時提高了電路的工作穩定性。更重要的是巧妙改變微帶電路結構，去除了原電路所用的高成本的電感，并在不影響電路指標的前提下適當減少了電容、電阻的用量，為整個電路的設計節約了成本。

1 50 W GaN功放管微波電路的改進設計

1.1 直流偏置電路設計原理^[3]

    為了確保場效應晶體管穩定工作，必須設計相應的直流偏置電路。通過直流偏置電路把正確的偏置電壓分別加到功放管的柵極和漏極。同時還要盡量減小微波主路對直流電源的影響^[4]。

    圖1給出了柵極饋電網絡的原理圖。由于功放管為內匹配電路，此時微波主路輸入/輸出阻抗已匹配到50 Ω，直流饋電網絡的接入要避免影響到微波通路的特性。通常采用長度為λ/4的高阻線作為射頻扼流圈，另一段長度為λ/4低阻線作為高頻旁路。

    在主傳輸通道與高阻線之間通過柵極電阻R_G連接，原則上R_G應盡可能靠近器件的柵極以進行ESDs保護和防止自激振蕩，在饋電網絡不參與匹配的前提下，柵極電阻RG接在λ/4的高阻線與主傳輸通道之間。C₂由分別對高頻、中頻、低頻起濾波作用的電容器組成。由于柵極電流很小，高阻線的線寬可以細一點，所以其特性阻抗可以取值很高。電容器C₁是用來起高頻接地的作用的，自諧振在基頻，容值很小，保證高阻線高頻接地，饋電網絡和輸入匹配電路是并聯的，在基頻上饋電網絡的阻抗應該是無窮大（假設電路的損耗很低），對輸入匹配電路而言，相當于開路。

    圖2是漏極饋電網絡原理圖。在第一節微帶線的末端與地之間,并聯去耦電容和一個RC串聯電路(電阻R_d和電容C_d)。這個電路中引入了一個有耗元件R_d和去耦電容C_d串聯,以改善放大器的穩定性。該節微帶線必須能通過較大的漏極電流I_ds，對于大功率晶體管，I_ds有可能超過20 A。這就意味著該節微帶線的最小寬度是有限制的,另外它的特性阻抗也不能很高。為了減小偏置電路的直流壓降，該節微帶線的寬度應盡可能寬。當配合電源調制電路時，微帶線的寬度同樣能夠實現高阻線的要求。

1.2 直流偏置電路的改進設計

    本文選用的GaN HEMT功放管為東芝公司X波段內匹配功放管，型號為TGI8596-50。該功放管在50 Ω微波系統鏈路中輸出功率可達47 dBm，增益為6 dBm。

    原有的直流偏置網絡中，低阻線采用方形結構^[2]，如圖3左所示，再加入適當的電感線圈起到射頻扼流的作用。現改為圖3右所示的扇形結構，從仿真結果可見相應的隔離度有所提高，在加入適當高頻濾波電容的前提下，可以取消原電感線圈，同樣能夠起到射頻扼流的作用。并且在主傳輸通道與柵極偏置電路之間加入電阻R_G，加強ESDs保護和防止自激振蕩，使得整個電路的工作狀態更加穩定。

    圖4分別給出了方形直流偏置網絡和扇形直流偏置網絡的隔離度仿真結果。F S31為方形偏置網絡1端口和3端口的隔離度，S S31為扇形偏置網絡1端口和3端口的隔離度。從仿真結果來看，整個頻段內扇形網絡的端口隔離度要比方形提高10 dB，這也是能夠取消電感扼流圈的主要原因。

    為了將微波主路與電源隔離開，還要在主傳輸通道上加入適當的隔直電容。隔直電容的選取應遵循低損耗和高功率容量的特性。

    隔直電容的選擇可以按照圖5的方式進行小信號測試。用矢量網絡分析儀分別測試1、2端口的駐波和兩個端口之間的插損，當駐波合適且端口插損取最小值時即為合適的隔直電容。當然當整個電路用于大功率信號傳輸時，隔直電容的取值可能會有適當的變動。對功放部分的微波電路設計完成之后就是對兩路50 W功率芯片進行電路級功率合成，本文采用電路結構簡單且較為實用的Wilkinson兩路功分功合器進行功率合成。

2 Wilkinson兩路功分功合器的仿真與制作

2.1 功分功合器的電路原理圖^[5]

    圖6所示為微帶3端口功分器的原理圖。從圖中可以看出，其結構比較簡單，類似于微帶T型接頭。信號從1端口（端口處特性阻抗為Z₀）輸入，分別經過特性阻抗為Z₀₂、Z₀₃的兩段微帶線，然后從2、3端口輸出，端口處的負載電阻分別為R₂及R₃。中間兩段微帶線的電長度為λ/4，兩輸出端口之間跨接一純電阻R。由于此電阻的存在，使得兩端口輸出等幅、等相位的功率，并且彼此之間互為隔離端。

    由Wilkinson功分器的特性可知k=1，于是有：

2.2 功分功合器的仿真設計與制作

    取Z₀=50 Ω對Wilkinson功分功合器進行仿真設計，圖7給出了其在HFSS軟件中的仿真模型。

    將功分功合器置于金屬腔體中進行模型仿真，使得仿真模型與實物盡量保持一致。圖8、圖9中分別列出了該模型的端口之間的插入損耗和端口反射系數，從仿真結果看出其能夠滿足指標要求。

    最終制作了將微帶結構放入腔體中的功分功合器。將功分功合器與兩路50 W功放連接在一起最終得到85 W功率放大模塊的整個微波電路。

3 測試數據與結論

    將兩個功分功合器與設計并制作的兩路功放相連接，按照圖10中的功放測試框圖最終測得的輸出功率見表1。

    從表1中可以看出，隔離器輸出端的功率值在每個工作頻點上均大于等于85 W。

    從整個實現過程中可以看出，以X波段50 W功放管為設計基礎的功率放大電路具有體積小、功率輸出穩定、帶內功率平坦等特點。柵極偏置電路加入電阻RG使得功放的工作穩定性進一步加強。該模塊可以運用到對體積和重量要求較高的X波段固態發射機中。

參考文獻

[1] 梁曉芳.X波段固態功率放大器穩定性分析設計[J].現代雷達，2007，29(12)：98-100.

[2] 方建洪，倪峰，馮皓，等.X波段50 W GaN功放管的應用研究[J].火控雷達技術，2010，39(1)：70-73.

[3] Fujitsu Compound Semiconductor，Inc.High power GaAs FETdence bias consideration[EB/OL].[2014-07]http：//www.fcsi.fujitsu.com.

[4] BAHI I，BHARTIA P.微波固態電路設計(第二版)[M].鄭新，趙玉清，劉永寧，等譯.北京：電子工業出版社，2006.

[5] 王新穩，李萍編.微波技術與天線[M].北京：電子工業出版社，2003.