1 引言

　　隨著便攜式消費電子需求的日益增長，低壓、低功耗設計已經成為集成電路設計的研究熱點之一。趨勢表明[1]，電壓的降低給模擬電路設計帶來很大挑戰。就低壓運放設計而言，一般傳統采用互補差分對輸入級以實現滿幅度輸入范圍，然而，當電源電壓低于Vt.NMOS+|Vt.PMOS|+VDS，PMOS-|VDS，PMOS|時，差分對會出現截止區，導致最小電源電壓要高于2個閾值電壓與2個過飽和電壓之和。0.35μm工藝下Vt，NMOS的典型值為0.52V，Vt，PMOS的典型值為-0.75V，則傳統結構的最小工作電壓只能在1.4V左右。為了避免采用復雜工藝實現電源電壓低于1V的運算放大器而增加產品成本。見文獻[2-4]的電路結構采用共模電平偏移的電路結構，箝位共模電平，在標準CMOS工藝下簡單地實現了低電壓運算放大器。

　　已有文獻[2]采用PMOS差分對來實現電源電壓為1V的運算放大器，但由于Vt，PMOS的典型值為-0.75V，使得前置反饋電路的工作電平范圍為1-0.15V，幾乎涵蓋整個共模電平范圍，運算放大器的穩定性降低，另外，該結構下的折疊式共源共柵結構也會受體效應的影響

，影響增益的恒定性。本文采用NMOS差分對結構，還對前置反饋電平偏移電路進行相應的改進，使電源電壓降為0.9V的同時，提高了增益的恒定性。

　　2 設計的基本思路

　　基于前置反饋的電平偏移電路的設計如圖1，Vi+，Vi-的共模電平Vi，cm低于Vref時，通過反饋電路控制電流源獲得適當的電流I，Vin+，Vin-的共模電平Vin，cm提升到Vref，同時電阻傳遞完整的差模信號，再由Vin+，Vin-連接NMOS差分對來實現整體電路，如圖1所示。

　　 3 運算放大器的具體實現

　　反饋電路的實現如圖2所示，其反饋過程如下：Vi+，Vi-的共模電平Vi，cm降低時，Vin+，Vin-的共模電Vin，cm降低，此時IDM1減小，IDM11增大，Vx點的電位升高，IDM8增大，電阻的端電壓增大，Vin，cm升高。若Vref過高，由于Ib的大小和電流鏡工作電壓的限制，Vin，cm不會上升到Vtel的電平。為了M5與M6，M7的漏源電壓近似相等，引入M12增強電流鏡的匹配。 　　

　　下面對反饋環路的穩定性進行分析，運放A的開環增益為：

　　由式（5）可以看出，電路工作時，需要保持M8漏源電壓較小，則寬長較大，在相同的漏源電流下，Gm8不可能很小。所以在電路設計時，運放A的跨導Gm1應該可能小，補償電容C應該較大，同時在版圖設計中應該注意減小寄生電容Cp，以增強反饋的穩定性。

　　采用NMOS差分對的低壓運算放大器，結構如圖3所示，其兩級直流增益可以分別為：Av1=gmt1[rot8//gmt6rot6+1]rot4] （6）

　　Av2=gmt9（rot9//rot10） （7）

　　其中，gmt1，gmt6，gmt9分別為MT1，MT6，MT9的跨導，rot4，rot6，rot9，rot10分別為對應MOS管的輸出電阻。 　　

　　在設計電路過程中，MOS管應較大寬長比，保持漏源電壓較小的同時，偏置電流也應適當減小，此時輸出電阻較大，隨共模電平波動也小，有助于低壓下獲得較大且穩定的增益。

　　4 模擬結果

　　在0.9V電源電壓下，為使M3，M4工作在放大區，Vret可在0.62-1V之間取任意值，圖4結果顯示，在0-0.9V的共模電平范圍內，當輸入端共模電平Vi，cm＜0.62V時，此時反饋電路使得M1，M2工作在放大區，內部共模電平Vin，cm保持0.62V恒定；Vi，cm＞0.62V時，Vx電位降低，反饋電路停止工作，Vin，cm隨Vi，cm增大而增大。

　　在10pF外接負載情況下，交流特性如圖5所示。

　　在滿幅度范圍內，運算放大器的滯留增益，單位增益帶寬和相位裕度相當穩定，具體參數如表1所示。

　　5 結論

　　本文基于標準CMOS工藝，設計了電源電壓低至0.9V的運算放大器。模擬結果顯示，在整個滿幅度范圍內，該運算放大器增益波動僅為0.01%，可用于低壓低功耗的 SOC設計中。