準方波諧振轉換器也稱準諧振(QR)轉換器，廣泛用于電源適配器。準方波諧振的關鍵特征是金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET)在漏極至源極電壓(VDS)達到其最低值時導通，從而減小開關損耗及改善電磁干擾(EMI)信號。
準諧振轉換器采用不連續導電模式(DCM)工作時，VDS必須從輸入電壓(Vin)與反射電壓(Vreflect)之和降低到Vin。變壓器初級電感(Lp)與節點電容(Clump，即環繞MOSFET漏極節點的所有電容組合值，包括MOSFET電容和變壓器寄生電容等)構成諧振網絡，Lp與Clump相互振蕩，振蕩半周期以公式
計算。
然而，自振蕩準諧振轉換器在負載下降時，開關頻率上升；這樣，在輕載條件下，如果未限制開關頻率，損耗會較高，影響電源能效；故必須限制開關頻率。
限制開關頻率的方法有兩種。第一種是傳統準諧振轉換器所使用的帶頻率反走的頻率鉗位方法，即通過頻率鉗位來限制開關頻率。但在輕載條件下，系統開關頻率達到頻率鉗位限制值時，出現多個處于可聽噪聲范圍的谷底跳頻，導致信號不穩定。
為了解決這個問題，就出現第二種方法，也就是谷底鎖定，即在負載下降時，在某個谷底保持鎖定，直到輸出功率大幅下降，然后改變谷底。輸出功率降低到某個值時，進入壓控振蕩器(VCO)模式，參見圖1。具體而言，反饋(FB)比較器會選定谷底，并將信息傳遞給計數器，FB比較器的磁滯特性就鎖定谷底。這種方法在系統負載降低時，提供自然的開關頻率限制，不會出現谷底跳頻噪聲，且不降低能效。
圖1：谷底鎖定方法示意圖。
NCP1379和NCP1380是安森美半導體新推出的兩款高性能準諧振電流模式控制器，特別適合適配器應用。作為應用上述第二種方法的控制器，NCP1379和NCP1380包括兩種工作模式：一為準諧振電流模式，帶谷底鎖定功能，能消除噪聲；二為VCO模式，用于在輕載時提升能效。這兩款器件還提供多種保護功能，如過載保護(OPP)、軟啟動、短路保護、過壓保護、過溫保護及輸入欠壓保護。
就工作原理而言，在帶谷底鎖定的準諧振模式，控制器根據反饋電壓鎖定至某個谷底(最多到第4個谷底)，峰值電流根據反饋電壓來調整，提供所需的輸出功率。這樣，就解決了準諧振轉換器的谷底跳頻不穩定問題，且與傳統準諧振轉換器相比，提供更高的最小開關頻率及更低的最大開關頻率，還減小變壓器尺寸。
而在反饋電壓小于0.8 V(輸出功率減小)或小于1.4 V(輸出功率上升) 時，控制器進入VCO模式，此時峰值電流固定，為最大峰值電流的17.5%，而開關頻率可變，由反饋環路設定。
在保護功能方面，這兩款器件以讀取輔助繞組電壓結合提供過零檢測(ZCD)和過載保護功能(參見圖2)，其中在MOSFET關閉期間(輔助繞組正電壓)使用ZCD功能，而在MOSFET導通期間(輔助繞組負電壓)使用OPP功能，能夠根據ZCD電壓減小峰值電流。 
圖2：NCP1379/NCP1380結合提供ZCD和OPP功能
此外，這兩款控制器內置80 ms定時器，用于短路驗證。還提供繞組短路保護功能，以額外的電流感測(CS)比較器及縮短時間的前沿消隱(LEB)來檢測繞組短路，當電流感測電壓(VCS)達到電流感測電壓閾值(VILIM)的1.5倍后就關閉控制器。
值得一提的是，NCP1380提供A、B、C和D等不同版本，用以滿足客戶不同的保護需求。例如，四個版本均提供過壓保護功能，而其中NCP1380A和NCP1380B提供過溫保護，NCP1380C和NCP1380D提供輸入過壓保護；另外，NCP1380A和NCP1380C提供過流保護閂鎖，而NCP1380B和NCP1380D提供過流保護自動恢復功能。此外，NCP1380A和NCP1380B在同一引腳上結合了過壓保護和過溫保護功能，而NCP1380B、NCP1380D及NCP1379在同一引腳上結合了過壓保護和輸入欠壓保護功能，這樣就減少了外部元件需求。
應用設計過程
假定我們的目標電源規格為：輸入電壓85至265 Vrms，輸出電壓19 V，輸出功率60 W，最小開關頻率45 kHz(輸入電壓為100 Vdc時)，采用600 V MOSFET，230 Vrms時待機能耗低于100 mW。這樣，我們可將應用設計過程分解為多個步驟。
1) 準諧振變壓器參數計算
匝數比：
初級峰值電流：
初級電感：
最大占空比：
初級均方根(RMS)電流：
次級均方根(RMS)電流：
2) 預測開關頻率
負載下降時，控制器會改變谷底。問題在于如何才能預測負載變化時開關頻率怎樣變化。實際上，功率增加或減小時，控制器用以改變谷底的反饋(FB)電平也不同，正是借此特性提供谷底鎖定。知道反饋電平閾值后，我們就能夠計算開關頻率的變化及相應的輸出功率。通過手動計算或使用Mathcad電子表格，我們就可以解極出最大開關頻率。
圖3：預測開關頻率
3) 時序電容值(Ct)計算
在VCO模式下，開關頻率由時序電容(Ct)完成充電而設定，而Ct電容的充電完成受反饋環路控制。由準諧振模式的第4個谷底向VCO模式過渡時，輸出負載輕微下降。要計算Ct電容值，先要計算第4個谷底工作時的開關頻率，并可根據反饋電壓(VFB)與時序電容電壓(VCt)之間的關系計算出VCt的值為1.83 V。然后，根據等式Ct=ICtTsw,vco/1.83，可以計算出Ct的值為226 pF。我們實際選擇的的200 pF的Ct電容。
4) 應用過載補償
在高線路輸入電壓(265 Vrms)時，由于傳播延遲，我們可以計算出峰值電流為：
開關頻率為：
故高線路輸入電壓時的功率能力為：
接下來要計算所需的過載保護電壓。
在高線路輸入電壓時，將輸出功率限制為Pout(limit)=70 W，再根據峰值電流限制(Ipk(limit))與輸出功率限制之間的關系等式，可以計算出Ipk(limit)=2.67 A。
因此，可以計算出：
根據電阻分壓器的相關公式，以及選擇下部分壓電阻(Ropl)為1 kΩ及過零檢測電阻(Rzcd)為1 kΩ，可以計算出上部分壓電阻(Ropu)為223 kΩ。
5) 選擇啟動電阻及啟動電容
啟動電阻有兩種連接方式，一是連接至大電容(Cbulk)，二是連接至半波電路。啟動電容的計算必須配合電源在VCC下降VCC(off)之前關閉環路，相應計算出的CVcc為3.9 µF，我們實際選擇的電容是4.7 µF。需要給CVcc充電的電流IVcc為28.5 µA。
如果選擇的是連接大電容，則啟動電阻Rstartup為2.76 mΩ，相應的功率耗散為55 mW；如果選擇的是半波連接，則計算得啟動電阻為880 kΩ，相應的功率耗散為16 mW。由此觀之，半波連接大幅降低啟動電阻的功率耗散。
6) 應用同步整流
次級端的高均方根電流會導致輸出二極管損耗增加。我們以極低導通阻抗的MOSFET MBR20H150來替代二極管，從而提升能效及降低輕載和待機時的能耗。
相應地，可以計算60 W準諧振轉換器的同步整流功率損耗為：體二極管損耗(PQdiode)為7 mW，MOSFET損耗(PON)為1 W，總同步整流總開關損耗近似為1 W。相比較而言，使用MBR20200二極管時的總損耗為2.6 W，即采用MOSFET來替代二極管時節省損耗約1.6 W。
性能測試
基于安森美半導體NCP1380B構建的19 V、60 W準諧振適配器的電路圖如圖4所示。在啟動時間方面，啟動電阻連接至大電容時，測得啟動時間為2.68 s；啟動電阻連接至半波時，測得啟動時間為2.1 s。
圖4：基于安森美半導體NCP1380準諧振控制器的60 W適配器電路圖
另外，我們也測試了這電路板在115 Vrms和230 Vrms條件下不同負載時的能效，參見表1。通過表1可以看出，115 Vrms時25%、50%、75%和100%負載條件下的平均能效高達87.9%，230 Vrms時25%、50%、75%和100%負載條件下的平均能效也達87.7%，超過“能源之星”2.0版外部電源工作能效要求。此外，輕載條件下的能耗也極低，能夠幫助節省電能。
表1：115 Vrms和230 Vrms條件下不同負載時的能效測試結果
另外，通過改進電路，還能進一步提升能效及降低能耗。例如，在極低輸出負載時，可以采用特殊電路來移除TL431偏置抑制電路，從而降低持續消耗功率的啟動電阻的能耗。另外，在輕載時結合移除TL431和NCP4302偏置抑制電路，還可進一步提升能效，使典型負載條件下的平均能效增加至高于89%，而空載條件下的能耗也大幅降低，其中115 Vrms時為62 mW，而230 Vrms時為107 mW。
總結：
本文探討了準諧振轉換器的基本特點、存在的問題及不同的解決方法，介紹了基于帶谷底鎖定準諧振和VCO兩種工作模式的最新準諧振控制器NCP1379和NCP1380的工作原理及關鍵保護特性，并簡要分析了其應用設計過程。測試結果顯示，這兩款準諧振控制器能用于設計更高工作能效和極低待機能耗的準諧振適配器，滿足相關能效標準的要求。值得一提的是，優化電路后還能進一步提升能效及降低能耗，有助于滿足更嚴格能效標準要求。
參考資料：
1、NCP1380數據表，www.onsemi.com/pub/Collateral/NCP1380-D.PDF，安森美半導體
2、設計筆記：Designing a Quasi-Resonant Adaptor Driven by the NCP1380，www.onsemi.com/pub/Collateral/AND8431-D.PDF，安森美半導體
3、培訓教程：Design of a QR Adapter with Improved Efficiency and Low Standby Power，www.onsemi.cn/pub_link/Collateral/TND377-D.PDF，安森美半導體