在無線通信中，由于受多徑效應(yīng)、噪聲、衰落等的影響，接收端信號不可避免地存在碼間干擾，這樣會限制無線通信系統(tǒng)的最大傳輸率，并導(dǎo)致接收端產(chǎn)生較大的誤碼率。均衡器可以消除碼間干擾，但自適應(yīng)均衡器具有三大局限性：(1)在多點無線網(wǎng)絡(luò)通信中，如果發(fā)送的周期性訓(xùn)練序列被中斷，將導(dǎo)致無法通信；(2)發(fā)送周期性的訓(xùn)練序列增加了系統(tǒng)傳輸?shù)念~外開銷，降低了傳輸效率；(3)在一些特殊環(huán)境，接收端根本不可能得到發(fā)送端的訓(xùn)練序列^[1]。基于以上原因，所以提出了盲均衡器。本文采用QPSK和16QAM兩種調(diào)制方式，使用System Generator軟件對其進行設(shè)計。首先在Simulink下對MCMA算法進行浮點建模仿真，再利用Xilinx公司模塊進行定點仿真，而后由定點仿真模型直接生成FPGA代碼，最后下載到芯片中進行測試。

1 MCMA盲均衡原理

        恒模算法(CMA)是一種在實際生活中廣泛應(yīng)用的盲均衡算法^[2-4]，但是CMA算法存在著信號收斂速度慢、剩余誤差大和相位偏移等局限性。因此，修正恒模算法（MCMA）被提出。MCMA算法^[5]將信號的虛部和實部分開進行處理，對信號的虛部和實部分別進行均衡，使其信號中含有相位信息，這樣可以有效地對信道引起的相位偏移進行補償，使星座圖輸出變正。

2 盲均衡器設(shè)計

2.1 總體結(jié)構(gòu)

        本文利用xc7z020-1clg484芯片實現(xiàn)MCMA算法盲均衡器，由于芯片資源比較豐富，采用了自上而下的設(shè)計方法，并采用流水線技術(shù)和并行結(jié)構(gòu)。將總體結(jié)構(gòu)按功能分成濾波器模塊、誤差計算模塊、系更新模塊、數(shù)據(jù)延遲模塊4個模塊，并分別對模塊進行設(shè)計。盲均衡器總體結(jié)構(gòu)圖如圖1所示。

2.2 數(shù)據(jù)延遲模塊設(shè)計

        數(shù)據(jù)延遲模塊的輸入信號有I路和Q路，I路代表信號的虛部，Q路代表信號的實部，每一路都是16 bit并行輸入，1 bit為符號位，其余15 bit為小數(shù)位的數(shù)據(jù)。數(shù)據(jù)延遲模塊的結(jié)構(gòu)示意圖如圖2所示。由于后面設(shè)計的濾波器模塊要采用并行結(jié)構(gòu)，完成濾波器輸入信號與所有抽頭系數(shù)的相乘，所以數(shù)據(jù)延遲模塊將均衡器輸入信號（Qdata和Idata)的所有延遲信號(Qdata0~Qdata12和Idata0~Idata12)并行輸出，并將它們輸入到濾波器模塊的輸入端，用于和相應(yīng)的抽頭系數(shù)進行并行相乘。同時，這26路并行數(shù)據(jù)還將輸入到系數(shù)更新模塊，完成所有抽頭系數(shù)的并行更新。

2.3 濾波器模塊設(shè)計

        濾波器的子模塊如圖3所示。濾波器模塊的輸入信號一部分是來自數(shù)據(jù)延遲模塊輸出的均衡器輸入信號的各延遲信號(Qdata0~Qdata12)和（Idata0~Idata12)，這部分信號的數(shù)據(jù)寬度為16 bit，1 bit為符號位，其余15 bit為小數(shù)位的數(shù)據(jù)。由于濾波器的抽頭系數(shù)是不斷更新的，所以該模塊還有一部分輸入信號來自系數(shù)更新模塊更新后的抽頭系數(shù)，用于與相應(yīng)的輸入信號相乘完成卷積運算，這部分信號的數(shù)據(jù)寬度為16 bit，其中1 bit為符號位，1 bit為整數(shù)位，其余14 bit為小數(shù)位。濾波器模塊由4路13階FIR濾波器(QFIR0、QFIR1、IFIR0、IFIR1)，一個減法器和一個加法器構(gòu)成。在本文中，QFIR0、QFIR1、IFIR0和IFIR1采用相同的并行流水線濾波器結(jié)構(gòu)。Qdata0~Qdata12和Idata0~Idata12經(jīng)過濾波器模塊處理后，IFR0和QFR1信號相減得到虛部輸出信號Y_I(n)，QFIR0和IFR1信號相加得到實部輸出信號Y_Q(n)。這兩路信號的數(shù)據(jù)位寬都是36 bit，其中1 bit為符號位，5 bit為整數(shù)位，其余30 bit為小數(shù)位的數(shù)據(jù)。這兩路信號既要作為盲均衡器的輸出信號，又要經(jīng)過截取并重新定義，作為誤差模塊的輸入信號。

2.4 誤差模塊設(shè)計

        誤差模塊由虛部和實部誤差模塊構(gòu)成，兩個模塊結(jié)構(gòu)相同，其中MCMA誤差計算虛部模塊的結(jié)構(gòu)圖如圖4所示。MCMA誤差計算模塊中主要包含數(shù)據(jù)的截取、重新定義、減法器和乘法器。根據(jù)定點仿真得出的結(jié)果，需要首先對濾波器模塊的虛部輸出信號Y_I(n)和實部輸出信號Y_Q(n)進行數(shù)據(jù)截取，截取為16 bit數(shù)據(jù)，舍棄低20位。再重新定義為1 bit為符號位、5 bit為整數(shù)位、10 bit為小數(shù)位的數(shù)據(jù)。這兩個信號經(jīng)過取模后，分別輸入到16 bit×16 bit的硬核乘法器中，得到32 bit的絕對值的平方，再將得到的數(shù)據(jù)與32 bit減法器中的常模值相減，最后送到32 bit×16 bit的硬核乘法器中相乘，舍棄低24 bit，重新定義為1 bit為符號位、17 bit為整數(shù)位、其余6 bit為小數(shù)位的數(shù)據(jù)，便得到MCMA算法虛部的誤差信號。

2.5 系數(shù)更新模塊設(shè)計

        系數(shù)更新模塊主要由1個數(shù)據(jù)延時模塊、13個系數(shù)增量模塊、13個新系數(shù)計算模塊構(gòu)成。由于整個盲均衡器輸入信號比輸出信號晚16個時鐘周期，為了使誤差信號與輸入信號同時輸入到系數(shù)增量模塊，這里與輸入信號的信號延遲模塊有點不同，需要延遲16個時鐘周期。系數(shù)更新模塊都對應(yīng)一個系數(shù)增量模塊，如圖5所示，因此需要調(diào)用該模塊13次，濾波器的每個系數(shù)也都對應(yīng)一個新系數(shù)計算模塊，如圖6所示。所以新系數(shù)計算模塊也需要調(diào)用13次，才能完成所有的運算并輸出更新后的濾波系數(shù)。

3 仿真和實現(xiàn)結(jié)果

        本文采用Xilinx公司的System Generator軟件^[6]進行硬件協(xié)同仿真，如圖7所示，實際上就是PC和開發(fā)板的協(xié)同仿真，把硬件模塊下載到開發(fā)板中進行仿真，硬件模塊和PC共享存儲器交換數(shù)據(jù)。協(xié)同仿真參數(shù)設(shè)置如下：信源采用功率歸一化的16QAM^[7]和QPSK信號，信噪比為25 dB，步長為0.002，信道參數(shù)為[1，0，0.299 7，0，0，-0.003 6]，該信道的頻率響應(yīng)起伏較大。MCMA均衡器采用中心抽頭^[8]初始化，將I路信號中第7路的抽頭系數(shù)設(shè)為1，其他抽頭系數(shù)設(shè)為0，長度為13，采樣間隔時間為1/1 000 s。

        在ISE軟件對整個工程文件進行綜合、轉(zhuǎn)換、映射、布局布線后，得到的靜態(tài)時間報告如表1所示。從中可以看出，輸入速率達到67 Mb/s。16QAM和QPSK信號經(jīng)過信道衰減、噪聲過后，均衡前的星座圖如圖8和圖9所示；硬件協(xié)同仿真后，均衡星座圖如圖10和圖11所示。從圖8～圖11可以看出，MCMA算法設(shè)計是有效的，均衡信號的同時還糾正了相位偏移。

        在無線非協(xié)作通信中，盲均衡器是非常關(guān)鍵的信號處理單元，消耗硬件資源很大。本文基于System Generator軟件,闡述了MCMA算法^[9]的實現(xiàn)過程，通過優(yōu)化Xilinx公司模塊的參數(shù)配置，合理地利用xc7z020-1clg484芯片的資源，實現(xiàn)了高速盲均衡器，使輸入速度達到67 Mb/s。與傳統(tǒng)設(shè)計方法相比，提高了設(shè)計效率，對當前和今后復(fù)雜、高速的信號處理單元設(shè)計有一定借鑒意義。

參考文獻

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