近年來，隨著無線傳感器網絡技術的發(fā)展，無線傳感器網絡技術在環(huán)境監(jiān)控、醫(yī)學和軍事方面得到了廣泛應用。在許多應用中，傳感器需要嵌入到待監(jiān)測目標的內部,與外部沒有物理連線，例如對運行中汽車輪胎氣壓的監(jiān)測。傳統(tǒng)方法采用電池對無線傳感器供電，但電池攜帶的能量有限，不能滿足長期工作的需要，并且在環(huán)境惡劣或人類無法到達的場合，電池的更換非常困難，因而收集環(huán)境能量并轉換為電能為無線傳感器供電成為研究熱點[1-2]。環(huán)境中能量采集的來源主要包括電磁場、機械振動、溫度梯度等能源[3]。由于振動在環(huán)境中普遍存在，且能量密度高，所以振動能量采集是目前研究較多的一種能量采集方案。從環(huán)境中采集的電能應該經過調理來獲得所需的功率，從而為電子器件提供電源，而設計能量調理電路的關鍵問題是阻抗匹配。GUYOMAN等人采用一種非線性處理方法來提高壓電器件的輸出功率，此方案無法完全實現阻抗匹配，壓電器件的有效輸出功率不高[4]；VELD等人設計的能量管理電路需要外加電源，無法實現完全自供能[5]。為了提高能量采集器的輸出功率和實現無線傳感器的振動自供能，本文設計了一種振動自供能無線傳感器的電源管理電路。為振動能量采集器設計了阻抗匹配電路，采用最大功率對儲能超級電容進行充電，電路提高了采集器的輸出功率及對超級電容充電的效率，縮短了充電時間；同時設計了能量瞬時釋放電路，在短時間內將電壓為0.6 V的0.47 F超級電容內儲存的能量釋放，大幅度提高了放電功率, 能夠驅動最大功耗為75 mW的無線傳感器工作。
1 振動自供能無線傳感器
    振動能量采集器受到無線傳感器周圍環(huán)境振動的激勵時，將振動能轉化為電能，采集器的電輸出信號經過能量存儲電路的存儲和電源管理電路的調理后，為無線傳感器提供電源，原理如圖1所示。在無線傳感器硬件系統(tǒng)中，溫濕度傳感器SHT11作為傳感單元，負責監(jiān)測區(qū)域內的溫度和濕度信息的采集;微處理器ATmega32L作為處理單元，負責控制整個傳感節(jié)點的操作，實現溫濕度數據的存儲、融合以及轉發(fā)；通信芯片CC1100作為通信單元，負責將微處理器處理后的溫濕度信息無線傳輸到其他溫濕度傳感器節(jié)點或服務器和用戶。無線傳感器的額定工作電壓為3 V，整個工作過程用時約620 ms。其中，采集和處理信號時，工作電流為6 mA，消耗功率為18 mW，用時為615 ms；發(fā)射數據時，工作電流為25 mA，消耗功率為75 mW，用時為5 ms。

2 振動能量采集器
    振動能量采集器由磁路、懸臂梁、磁電換能器等部分組成，如圖2(a)所示。固定在懸臂梁前端的磁路由4個釹鐵硼磁鐵和2個磁軛組成，在空氣隙中可形成非均勻磁場，并起質量塊的作用。磁電換能器(MPM磁電換能器)由Terfenol-D/PZT/Terfenol-D構成。當采集器隨環(huán)境振動時，磁路和換能器產生相對運動。由于空氣隙中的磁場是非均勻的，磁電換能器將感應到變化的磁場，在變化磁場的作用下，磁致伸縮層產生機械應變，機械應變傳遞到壓電層，產生電輸出，實現機械能到電能的轉換[6-7]。

    將采集器的輸出直接與電阻聯接，在0.5 g加速度激勵下，諧振時采集器的負載功率和電壓隨負載變化曲線如圖2(b)所示，采集器的最佳電阻約為3 585 k?贅，此時其最大輸出功率為1 099.1 μW[7]。由圖2(b)可知，能量采集器與儲能超級電容的阻抗差異極大(前者為3.585 M?贅，后者僅為數歐)，若將換能器輸出的信號直接整流后對超級電容充電，超級電容獲得的功率將極低(只有μW量級)。因此，需通過阻抗匹配將超級電容的阻抗變換到采集器的最佳負載附近或略大于最佳負載。
3 電源管理電路
3.1 電源管理電路的基本原理
    電源管理電路由阻抗匹配電路、整流電路、儲能電容、瞬時放電電路等部分組成，如圖3所示。其中，超級電容Cst為儲能電容，為無線傳感器的工作提供能量；電解電容C0為輔助電容，為控制電路提供工作電壓和能量?？刂齐娐吠ㄟ^監(jiān)測儲能電容的電壓來控制瞬時放電電路的工作。

    MPM磁電換能器將振動能轉換為電能，阻抗匹配電路對換能器進行阻抗匹配，匹配后的兩路能量輸出信號再經過整流后，分別對Cst和C0進行充電。當Cst的電壓達到閾值電壓上限0.6 V時，瞬時放電電路開始工作，儲能電容瞬間釋放其存儲的電能，驅動無線傳感器工作。隨著無線傳感器的耗能，當Cst的電壓降至閾值電壓下限0.4 V時，放電電路結束工作，儲能電容結束放電。儲能電容放電一次，無線傳感器完成一次發(fā)射數據，儲能電容再進入下一個充電周期。
3.2 阻抗匹配電路
    根據電路原理，當負載阻抗與信號源內阻抗互為共軛復數時，負載獲得最大功率，即負載與信號源達到阻抗匹配狀態(tài)。由于能量采集器的等效內阻呈容性，因此需要在電路中增加一個感性器件來與之調節(jié)諧振，并通過阻抗變換來達到上述狀態(tài)，從而使電源管理電路以最大功率對儲能超級電容進行充電，提高電路對超級電容的充電效率，縮短充電時間。
    電源管理電路的充電等效電路如圖4所示。串聯諧振電路諧振頻率的計算公式為:
      

    根據電路原理，初級回路關系式為:
 

    (1)實驗中電源管理電路對超級電容的充電功率與充電電壓呈二次函數相關關系，與理論預測基本一致。當充電電壓較低時,充電功率的實驗值與理論值相當，但當充電電壓逐漸增大時,實驗值與理論值的差值增大。這是因為超級電容的漏電流與電壓成正比，隨著電壓的增大，損耗逐漸增加。
    (2)充電功率存在最大值，但最大充電功率的實驗值比理論值低，這是由實際電路中的分布電容、漏感以及其他元件的損耗引起的。
    (3)與最大充電功率對應的實驗電壓值(0.5 V)也低于理論電壓(0.75 V)。這是因為在實際電路中，變壓器的互感很難調節(jié)到理想值，且二極管存在壓降。
    在相同的激勵下，采用如圖4所示的電源管理電路以及直接全波整流電路對0.47 F超級電容Cst充電，結果如圖6所示。圖中a為阻抗匹配后的充電曲線，b為直接充電曲線。未經過阻抗匹配的電路充電至600 mV耗時268 min，平均充電功率為5.3 μW。阻抗匹配后，該過程縮短為16.4 min，平均充電功率提高為86 μW，為前者的1 634%。這是由于實現了阻抗匹配，電源管理電路有效地提高了能量采集器的輸出功率和對超級電容的充電功率，大幅度縮短了充電時間。

4.2 無線傳感器驅動實驗
　無線傳感器為上電即啟動工作模式，可實現對環(huán)境溫度、濕度等參數的監(jiān)測和數據實時處理和發(fā)射，最后傳感器進入休眠狀態(tài)。傳感器采集和處理數據時功耗為18 mW，時長為615 ms；發(fā)射數據時功耗為75 mW，時長為5 ms。一個工作周期內，傳感器耗能為11.45 mJ。
　電源管理電路中儲能電容采用0.47 F超級電容，當超級電容被充電至0.6 V時，控制電路控制電能瞬時放電電路開始對無線傳感器放電。由于無線傳感器是上電即啟動模式，由圖7可知，在放電的起始時刻(A點)，放電電壓被鉗位在3.3 V左右，隨著傳感器的耗能、超級電容電壓降低，傳感器兩端的電壓也隨之下降至2.9 V(B點)，在傳感器完成傳感，數據處理之后，啟動收發(fā)芯片CC1100工作，電壓被迅速拉低至2.6 V，持續(xù)時間為5 ms。至此，無線傳感器完成一個周期的工作(620 ms)進入休眠模式，傳感器兩端電壓恢復至3.3 V左右(C點)。由圖7可計算出超級電容在一次放電過程中提供的能量為：
  
可知，電能瞬間放電電路提供的能量足以驅動無線傳感器工作。測試結果表明，無線傳感器能在野外平直開闊環(huán)境下長距離(60 m)可靠傳輸。
    本文設計了一種振動能量采集器的能量存儲和電源管理電路，采用調諧和阻抗變換原理對能量采集器進行了阻抗匹配，以最大功率對超級電容進行充電。電源管理電路大幅度提高了能量采集器的有效輸出功率和對儲能超級電容充電的效率，縮短了充電時間。與直接全波整流充電電路相比，電源管理電路對0.47 F儲能超級電容充電的效率是前者的1 634%。當0.47 F超級電容兩端的電壓達到0.6 V時，能量瞬時釋放電路控制超級電容瞬間放電，成功驅動最大功耗為75 mW的無線傳感器在一個發(fā)射周期內正常工作，工作時長為620 ms。
參考文獻
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