在DC 到低頻傳感器信號調(diào)節(jié)應用中，僅依靠儀表放大器的共模抑制比(CMRR) 并不足以在惡劣的工業(yè)使用環(huán)境中提供穩(wěn)健的噪聲抑制。要想避免多余噪聲信號的傳播，對儀表放大器輸入端低通濾波器中各組件進行正確的匹配和調(diào)節(jié)至關重要。最終，才能讓內(nèi)部電磁干擾/無線電頻率干擾(EMI/RFI) 濾波和CMRR 共同作用，降低其他噪聲，從而達到可以接受的信噪比(SNR)。
例如，請思考圖1所示低通濾波器實施。電阻傳感器通過一個低通濾波器網(wǎng)絡差動連接至一個高阻抗儀表放大器，而低通濾波器網(wǎng)絡由RSX 和CCM 組成。理想情況下，如果每條輸入支線的CCM 都完全匹配，則兩個輸入端共有的噪聲量將在到達INA 輸入端以前得到相應的降低。
圖1共模輸入濾波
共模濾波器電容(Ccm) 完全匹配時，噪聲幾乎被徹底消除。圖2顯示了TINA SPICE 仿真的這一結(jié)果，其將一個100 mVpp、100 kHz 的共模誤差信號注入到INA333 輸入端。
圖2INA333 共模濾波的完全輸入RC 匹配舉例仿真
這種方法存在的問題是現(xiàn)貨電容都有一個5% 到10% 的典型容差，這就是說如果每條支線的CCM 反向不匹配，總差動容差便會高達20%。圖3 更好地表示了這種電容不匹配，同時還顯示了電阻傳感器輸出端的共模噪聲輸入(eN) 情況。
圖3 RC 不匹配和共模噪聲注入共模濾波
這種輸入不匹配(?C) 形成截止頻率誤差，使共模噪聲eN 差動進入INA 輸入，之后被增益輸出，成為誤差電壓。方程式1-3 顯示了到達輸入端的共模噪聲量：
假設傳感器信號Vsensor的頻率遠低于所有共模濾波器的噪聲截止頻率（即fC ≥ 100*fsensor），并且RS1 = RS2，則轉(zhuǎn)換為差動噪聲信號(eIN) 并成為VIN 組成部分的共模噪聲信號(eN)大小為：
方程式4 進一步表明，通過向INA333 注入一個100 mVpp、100 kHz 共模誤差信號，且1.6 kHz 濾波器截止頻率RC 不匹配為10% 時，其所產(chǎn)生的誤差如下：
圖4共模濾波器RC 不匹配引起的INA333 輸出誤差仿真（增益為101）
圖5 顯示了一種更好且更常見的輸入濾波方法，其改進是在儀表放大器輸入之間添加了一個差動電容Cdiff。
圖5添加差動電容(Cdiff) 提高共模噪聲抑制效果
添加這種電容并沒有徹底解決問題，因為必須按照如下兩個標準對Cdiff 進行調(diào)節(jié)：
1、差動截止頻率必須足夠高，以遠離信號帶寬，從而實現(xiàn)充分的濾波穩(wěn)定。
2、差動截止頻率必須要足夠低，以將共模噪聲降至可接受水平，讓儀表放大器CMRR 能夠?qū)崿F(xiàn)剩余噪聲抑制，最終達到可以接受的SNR。方程式5 給出了進行這種調(diào)節(jié)的一般原則：
方程式 5
圖6 顯示了VinP 和VinN 曲線圖與無Cdiff 和Cdiff =1uF 時兩種頻率的對比情況。請注意，沒有差動電容時，INA333 的輸出大小有差別。這種差別被放大至輸出，成為最終降低SNR 的噪聲。Cdiff =uFF時，VinP 和VinN 之間的差最小。
圖6 Cdiff = 0 和Cdiff = 1uF 時，VinP 和VinN 的曲線圖
圖7 顯示了Cdiff =1uF 時INA333 輸出的總噪聲性能改善情況。
圖7INA333 使用Cdiff 時獲得改善的噪聲濾波仿真情況
總之，安裝于儀表放大器前部的低通濾波器應該有一個差動電容，且其大小至少應比共模電容高10 倍。這樣，通過減小Ccm 不匹配的影響，讓共模噪聲變?yōu)椴顒釉肼暎瑥亩鴺O大地提高濾波器的效率。
下次，我們將針對主/從系統(tǒng)中I2S 時鐘存在的一些難點為您釋疑解惑，敬請期待。