在DC 到低頻傳感器信號調節應用中，僅依靠儀表放大器的共模抑制比(CMRR) 并不足以在惡劣的工業使用環境中提供穩健的噪聲抑制。要想避免多余噪聲信號的傳播，對儀表放大器輸入端低通濾波器中各組件進行正確的匹配和調節至關重要。最終，才能讓內部電磁干擾/無線電頻率干擾(EMI/RFI) 濾波和CMRR 共同作用，降低其他噪聲，從而達到可以接受的信噪比(SNR)。
例如，請思考圖1所示低通濾波器實施。電阻傳感器通過一個低通濾波器網絡差動連接至一個高阻抗儀表放大器，而低通濾波器網絡由RSX 和CCM 組成。理想情況下，如果每條輸入支線的CCM 都完全匹配，則兩個輸入端共有的噪聲量將在到達INA 輸入端以前得到相應的降低。
圖1共模輸入濾波
共模濾波器電容(Ccm) 完全匹配時，噪聲幾乎被徹底消除。圖2顯示了TINA SPICE 仿真的這一結果，其將一個100 mVpp、100 kHz 的共模誤差信號注入到INA333 輸入端。
圖2INA333 共模濾波的完全輸入RC 匹配舉例仿真
這種方法存在的問題是現貨電容都有一個5% 到10% 的典型容差，這就是說如果每條支線的CCM 反向不匹配，總差動容差便會高達20%。圖3 更好地表示了這種電容不匹配，同時還顯示了電阻傳感器輸出端的共模噪聲輸入(eN) 情況。
圖3 RC 不匹配和共模噪聲注入共模濾波
這種輸入不匹配(?C) 形成截止頻率誤差，使共模噪聲eN 差動進入INA 輸入，之后被增益輸出，成為誤差電壓。方程式1-3 顯示了到達輸入端的共模噪聲量：
假設傳感器信號Vsensor的頻率遠低于所有共模濾波器的噪聲截止頻率（即fC ≥ 100*fsensor），并且RS1 = RS2，則轉換為差動噪聲信號(eIN) 并成為VIN 組成部分的共模噪聲信號(eN)大小為：
方程式4 進一步表明，通過向INA333 注入一個100 mVpp、100 kHz 共模誤差信號，且1.6 kHz 濾波器截止頻率RC 不匹配為10% 時，其所產生的誤差如下：
圖4共模濾波器RC 不匹配引起的INA333 輸出誤差仿真（增益為101）
圖5 顯示了一種更好且更常見的輸入濾波方法，其改進是在儀表放大器輸入之間添加了一個差動電容Cdiff。
圖5添加差動電容(Cdiff) 提高共模噪聲抑制效果
添加這種電容并沒有徹底解決問題，因為必須按照如下兩個標準對Cdiff 進行調節：
1、差動截止頻率必須足夠高，以遠離信號帶寬，從而實現充分的濾波穩定。
2、差動截止頻率必須要足夠低，以將共模噪聲降至可接受水平，讓儀表放大器CMRR 能夠實現剩余噪聲抑制，最終達到可以接受的SNR。方程式5 給出了進行這種調節的一般原則：
方程式 5
圖6 顯示了VinP 和VinN 曲線圖與無Cdiff 和Cdiff =1uF 時兩種頻率的對比情況。請注意，沒有差動電容時，INA333 的輸出大小有差別。這種差別被放大至輸出，成為最終降低SNR 的噪聲。Cdiff =uFF時，VinP 和VinN 之間的差最小。
圖6 Cdiff = 0 和Cdiff = 1uF 時，VinP 和VinN 的曲線圖
圖7 顯示了Cdiff =1uF 時INA333 輸出的總噪聲性能改善情況。
圖7INA333 使用Cdiff 時獲得改善的噪聲濾波仿真情況
總之，安裝于儀表放大器前部的低通濾波器應該有一個差動電容，且其大小至少應比共模電容高10 倍。這樣，通過減小Ccm 不匹配的影響，讓共模噪聲變為差動噪聲，從而極大地提高濾波器的效率。
下次，我們將針對主/從系統中I2S 時鐘存在的一些難點為您釋疑解惑，敬請期待。