摘 要: 超寬帶信號在室內密集多徑環境下會產生嚴重的時間彌散,信號的傳輸性能將會下降，Rake接收是提高超寬帶接收機性能的重要手段。然而如何確定接收機的叉指數目成為接收機設計過程中的關鍵問題。基于IEEE802.15.3a室內超寬帶多徑信道模型,采用二進制相移鍵控(BPSK)調制方式時,選用最大比合并(MRC)方式對Rake接收機的超寬帶通信系統的性能進行了仿真。仿真得出了最佳的合并叉指數目，結果表明在最佳的合并叉指數目情況下的系統性能較其他叉指數目情況下的系統性能更為優越，驗證了選取此叉指數目的有效性。此方法大大有利于Rake接收機的設計。
關鍵詞: 超寬帶； 信道模型； Rake接收機； 誤碼率
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超寬帶（UWB）技術在無線通信領域有著巨大的市場前景,超寬帶技術具有傳輸數據速率高、系統結構簡單、功耗低、多徑分辨能力強的優點，非常適用于室內等密集多徑場所的高速無線接入。
UWB信號較好的多徑延遲分辨特性可以通過使用Rake接收機來達到較高的分集性能[1]，因此對在給定信道和特定條件下各種Rake接收機的性能分析，對于實際設計Rake接收機是非常有用的。
本文考慮存在ISI的UWB信道，研究了Rake接收機合并叉指數目對系統性能的影響,同時比較了部分Rake (PRake)和選擇Rake(SRake）接收機的特性，分析了Rake接收機有效性、可靠性以及與接收機復雜度之間的關系。
1 超寬帶室內信道模型
UWB通信主要工作在辦公室和家庭等室內環境,而室內的信道環境比較復雜,存在著密集多徑分量。目前主要采用一種比較符合現實情況的IEEE 802.15.3a信道模型，即修正的S-V 模型[2]，它是傳輸信號以簇脈沖形式到達的多徑信道。
根據IEEE 802.15.3 TG3A工作組關于UWB信道模型的描述，UWB室內信道模型可用抽頭延遲線結構的脈沖沖激響應來描述[3],即：
式(1)中,hl表示第l條徑的衰落參數；tl為該路徑信號時延；Lc為多徑信號中徑的總數。
在IEEE 802.15.3a標準中根據信道環境的特征分為4 種不同的信道模型,即CM1～CM4，CM1(0～4m，視距)，CM2(0～4m，非視距)，CM3(4～10m，非視距)，CM4(4～10m，極端惡劣)。圖1和圖2分別為CM1和CM3信道的離散時間沖激響應。
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一般在CM1、CM2信道中多徑數目約為100個左右, 在CM3、CM4信道中多徑數目為200個以上，信號能量主要集中在幅度比較大的20個多徑分量上。
2 超寬帶Rake 接收機的結構
Rake接收機是分集技術的一種具體實現，它的基本原理是將那些幅度明顯大于噪聲背景的多徑分量取出，對它進行延時和相位校正，使之在某一時刻對齊，并按一定的規則進行合并，變矢量合并為代數求和，有效地利用多徑分量，提高多徑分集的效果。超寬帶Rake接收機結構如圖3所示。
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其中r(t)是接收信號,τj是第j條路徑的傳播時延,m(t)是相關掩模,TL表示信道沖激響應的持續時間, yj是第j路相關輸出，Cj是相應的加權因子,Y是Rake合并器輸出的判決變量,送給檢測器，輸出估計信號。
在超寬帶通信中，多徑選擇方法主要有三種:(1)全Rake 接收機(ARake),對所有可以分辨的多徑都進行解調合并；(2)部分Rake 接收機(PRake),選擇最先到達的幾條多徑進行解調合并；(3)選擇Rake接收機(SRake),在可以分辨的多徑當中選擇最好的幾條進行解調合并。通用的合并算法有兩種:(1)等增益合并(EGC),對每條支路使用相等的加權值1，然后把各支路信號同相疊加；(2)最大比合并(MRC),根據各支路信噪比對支路信號加權,信噪比大的支路加權大,信噪比小的支路加權小,再對各路信號同相相加。就接收機性能而言，MRC優于EGC。
3 超寬帶信號在室內Rake接收性能分析
在超寬帶通信系統中, DS多址技術和BPSK調制技術的配合采用較多,與TH-PPM技術相比較，DS-BPSK 具有系統通信速率高、抗干擾能力強等優點,在UWB通信系統的實現中,采用DS-BPSK的UWB 通信系統是較理想的實現方案。
為簡化分析,假設系統為單用戶無擴頻的UWB 系統,發射脈沖采用高斯脈沖二階導數波形,同時假設信道信息已知,忽略天線對信號波形造成的失真,則采用BPSK調制方式的發射信號可簡化為:
其中,p(t)是基本脈沖經過能量歸一化之后的高斯脈沖二階導數波型，bi∈{+1,-1}為雙極性調制數據符號，Ts是脈沖重復周期，P是峰值發射功率。
經過Rake接收后輸出信號為[4]：
其中，Tp是信號脈沖寬度，cT=[c0…cN-1]是Rake接收機的合并系數，
是所要接收碼元符號的多徑向量，Q和F分別為對所接收碼元形成碼間串擾的前后碼元個數，
是形成碼間串擾的碼元符號的多徑向量，式(3)中，第一項表示有用信號，第二項表示碼間串擾，第三項表示噪聲。相應的信號能量、噪聲均方差、碼間串擾均方差分別如(4)式所示:
(4)式中Eb=PTp，n0/2為加性高斯白噪聲的雙邊功率譜密度。此外為了簡化分析，這里把ISI視為AWGN,輸出的信噪比表示為:
下面就比較有代表性的CM1和CM3信道模型在不同的符號間隔TS情況下,用MATLAB 7.0仿真軟件對系統性能進行仿真,尋求出不同傳輸速率的最合理的Rake接收機形式。
仿真基本條件:抽樣頻率fc=20GHz；信號脈沖寬度Tp=1ns；脈沖形成因子tau=0.2ns；傳輸比特數numbits=105(分10次進行仿真,仿真結果取各次仿真的統計平均)；每比特重復數NS=1；假定發射機和接收機之間完全同步。
3.1 CM1信道中Rake接收機性能
在CM1信道中,選取合并的叉指數目為3～15(收發距離為2m)、采用MRC合并方式在SRake和PRake多徑選擇條件下仿真接收機的接收性能。
仿真時，取Ts=10ns，選EXN0/dB=[0 2 4 6 8 10 12]，由于EXN0在0～6dB時不同的合并叉指數目所對應的Rake接收機輸出誤碼率變化不明顯，而在EXN0為8dB和10dB時Rake接收機輸出誤碼率變化較明顯，因此選取EXN0為8dB和10dB時性能曲線作為判決。圖4為EXN0在8dB和10dB時不同的合并叉指數目所對應的SRake和PRake輸出誤碼率。為了說明簡便，記mSRake和nPRake分別為合并叉指數目為m和n的選擇 Rake和部分Rake，圖5為6SRake、6Prake和10Prake接收機性能曲線圖。
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從圖4中可以看出，PRake總體性能比SRake的性能要好,并且10PRake性能最佳；從圖5曲線圖中可以看出，在這種情況下, 10PRake接收機性能最好，同時6PRake性能比6SRake性能好，因此在這種情況只能采用PRake接收方式。
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3.2 CM3信道中Rake接收機性能
在CM3信道中,選取合并的叉指數目為3～33(收發距離為8m)，采用MRC合并方式在SRake和PRake多徑選擇條件下所對應的接收性能。
仿真時，取Ts=10ns，選EXN0/dB=[0 3 6 9 12 15]， EXN0在0～6dB時不同的合并叉指數目所對應的Rake接收機輸出誤碼率變化不明顯，而在EXN0為9dB和12dB時Rake接收機輸出誤碼率變化較明顯，因此選取EXN0為9dB和12dB時性能曲線作為判決。圖6為EXN0在9dB和12dB時不同的合并叉指數目所對應的SRake和PRake輸出誤碼率。圖7為6SRake、6Prake和9Prake接收機性能曲線圖。
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從圖6可以看出，在Rake接收機中9PRake性能優于6SRake性能并達到最佳；從圖7可以看出，在Rake接收機中9PRake性能達到最佳，6PRake與6SRake曲線幾乎重疊，它們性能一致，因此在這種情況下選擇多徑選擇方式時沒有必要選擇結構復雜的SRake方式。
從以上3.1和3.2節的仿真可以看出,在室內環境下,Rake接收機隨著收發距離的增大,信道中多徑數目增多,在一定的信號傳輸速率下,要達到相同的誤碼率,在CM3信道中Rake接收機所需的信噪比要比CM1信道的大。
通過以上仿真分析結果可知,由于信號傳輸速率比較高，當Ts=10ns時，為100Mb/s,經過室內多徑信道將引起嚴重碼間串擾,因此需要設計有效可靠的Rake接收機。
在CM1信道中，當Ts=10ns時,10PRake接收機性能最好,同時6PRake性能比6SRake性能好,只能采用PRake接收方式。
在CM3信道中，當Ts=10ns時，9PRake性能最佳，6PRake與6SRake曲線幾乎重疊,因此在選擇多徑選擇方式時只能選擇PRake方式。
本仿真找出了室內Rake接收機的最佳平衡點,保證了Rake接收機的有效性和可靠性,使接收機性能達到最優化結果，因此本文結果對室內超寬帶信號Rake接收機的設計有一定的參考價值。
參考文獻
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