軟件無線電SDR(Software Definied Radio)是在1992年由Jeo Mitola首次提出[1]，目前已經成為無線接收機的基本平臺。而自適應數字波束合成DBF(Digital Beamforming)通過對陣列天線各個接受陣元信號進行加權處理，使方向圖主瓣對準期望，零陷對準同道干擾，提高接收信干噪比SINR(Signal to Interference and Noise Ratio)[2]。目前，DBF仍然是下一代無線通信的關鍵技術之一，在LTE-Advanced、802.16m等協議中被采用,例如,MIMO中利用反饋實現發射DBF[3]，Relay中通過凸集優化波束合成進行路由選擇[4]。但無論是傳統的接收機DBF，還是分布式DBF，都存在兩個問題，一是把相干多徑信號作為一般同道干擾進行抑制，僅僅利用了波束合成分集，沒有利用多徑的分集作用。雖然空時RAKE接收機可以實現多徑分集，但必須采用CDMA體制，這在4G中并不適用[5]。其次，當把DBF用于軟件無線電接收平臺時，往往把二者作為獨立的兩個部分進行討論，而如何協調系統各個模塊間的關系,并沒有得到充分研究。    
    本文介紹了采用DBF情況下的軟件無線電結構，在數字下變頻DDC(Digital Down Conversion)之后進行波束合成，使得復雜的自適應求權加權在基帶進行，再考慮頻譜估計和位同步解調。通過對多徑衰落下的DBF模型介紹，闡述了DBF利用多徑分集的方法，并分析相關性能。通過仿真，對系統進行了驗證。
1 系統的基本組成
     如果把軟件無線電同DBF作為兩個獨立的部分，DBF的位置在A/D之后立即進行。這時的信號通常是中頻信號，速率較高。自適應DBF要實現信號的波達方向DOA(Direction of Arrival)估計，并計算權矢量，運算量相當大。采用FPGA雖然速度可以得到保證，但對FPGA容量需求巨大，而且軟件實現復雜。所以考慮DDC以后進行相關DBF操作，把中頻信號轉換為速率更低的基帶信號。現有DSP器件可以完成相關信號處理，滿足實時性要求[6]。圖1為基于DBF的軟件無線電接收機的組成結構圖。
    圖1中，信號經過N個陣元接收后被并行處理。為簡單起見，不考慮同道用戶和多徑，每個陣元接收信號為：

對信號y(n)進行頻偏估計，可以消除殘留載波，得到z(n)。對信號z(n)進行脈沖成型、位同步、解調與抽樣判決等相關處理后，系統即可恢復出信源傳送的原始信息。
2 DBF實現多徑分集
　傳統DBF單元的處理可分解為三部分：(1)信號采集，得到K次快拍，從而估計出信號協方差矩陣及其逆陣；(2)DOA估計，從而確定最優權矢量解；(3)利用權矢量進行信號加權，得到陣列輸出。在衰落信道中，由于多徑的存在，弱多徑被視為干擾而被抑制，并未利用這些多徑，這也正是本文要解決的問題之一。DBF多徑分集，利用多徑信號的不同來向,對每個多徑產生一個權矢量，即形成多個獨立方向圖，主瓣指向不同的多徑信號到達方向，從而實現分集。
2.1 衰落信道下陣列模型
　對于頻率選擇性衰落,考慮接收機采用陣元個數為N，間距為d的均勻直線陣，并設信號的DOA為θ，以第一個陣元為坐標原點，則信號方向矢量為:

系數θ是常數，其意義在于保證主瓣期望信號方向上的增益為單位增益。對該路多徑進行DBF加權，輸出為:

    同樣的方法，根據式(11)，并行產生L個權矢量。將所求權值分別與接收信號進行加權求和得到L路信號后，再合為一路便得到分集后的信號，如圖2所示。但由于頻率選擇性衰落下各個多徑間存在較大相對延時，必須對各個DBF支路輸出信號進行延時校正后，才能疊加。延時校正通過各個DBF支路數據每幀同步頭或者基帶解調后數據的相干運算得到。經過分集作用的輸出為:

　多徑信號是相干信號,在DOA估計和各徑加權中，必須考慮去相干操作。雖然DOA估計的去相干可以通過平滑實現[7]，但不同的平滑方法能夠檢測出的相干信號數目是不同的。通常采用的算法為前后向平滑法，它可以檢測出的相干信號為2N/3,其中N為陣元個數。
　對于平坦衰落，由于各個多徑相對延時小于一個符號寬度，所以多徑間只有幅度衰落不同而忽略相對延時，可以加權后直接L路疊加合并，較頻率選擇性衰落更為簡單。此時，s(n-τl)=s(n)。
3 系統性能分析
　通信系統中，接收SINR決定了系統容量和誤碼率。根據參考文獻[8]，傳統DBF的陣列增益為:

4 系統仿真結果
　仿真在軟件無線電部分采用信源速率3 Mb/s、載波頻率900 MHz、碼元數目2 000、調制方式采用QPSK、脈沖成型濾波器選用平方根升余弦濾波器、16倍內插。接收端采用相干解調方式，抽樣率由帶通采樣定理確定為48 MHz。數字波束合成部分采用8陣元線陣，快拍數目由碼元數目以及采樣率的乘積決定，協方差矩陣采用前向平滑的估計算法計算，使用最小功率準則下的最優權矢量完成加權處理。仿真中假設有三條多徑，它們的時延分別為τ1=0,τ2=0.021,τ3=0.042,單位是θs；到達角度的余弦值分別為u1=-0.8，u2=-0.1，u3=0.5。
    圖3為系統采用分集接收時權矢量形成的波束圖。可以看出系統在三路多徑的到達角處分別形成主瓣，獲得了多徑分集增益。圖4為平坦衰落信道環境中，模擬了3路多徑信號，對無DBF處理、傳統DBF處理、DBF處理中結合多徑分集作用以及高斯信道中接收機的BER理論曲線進行對比。由圖可知，分集作用下的數字波束合成輸出能夠得到較高的系統性能。圖5為陣元數為4、6和8時系統的誤碼率曲線。該結果表明，陣元數量的增加也能夠減少誤碼率。

　分析及結果顯示，新的方法不僅保持了傳統DBF的陣列增益，同時能夠利用多徑分集增益，進一步減少誤碼率，提高信道容量。考慮軟件無線電的通用性，對于實際系統的設計具有參考價值。文章未考慮多用戶下的系統設計，這是未來研究的內容。
參考文獻
[1] MITOLA J. The software radio architecture [J]. IEEE Communications Magzine (S0163-6804),1995,33(5):26-38.
[2] GODARA L C. Smart antennas[M]. U.S.A.：CRC Press, 2004:7-36.
[3] MOHAMMED E H, HANZO L. Multifunctional MIMO systems:a combined diversity and multiplexing design perspective[J]. IEEE Wireless Communications(S1536-1284), 2010,17(2):73-79.
[4] GERSHMAN A B, SIDIROPOULOS N D, SHAHBAZPANAHI  S, et al. Convex optimization-based beamforming[J]. IEEE Signal Processing Magazine(S1053-5888), 2010,27(3):62-75
[5] 3GPP standard, Overview of 3GPP Release 10 v0.0.3 (2009-06)[S]. http://www.3gpp.org/.
[6] MAR J, LIN You Rong. Implementation of SDR digital beamformer for microsatellite SAR[J]. IEEE Geoscience and Remote Sensing Letters(S1545-598X),2009,6(1):92-96.
[7] 王永良，陳輝，彭應寧，等. 空間譜估計理論與算法[M].北京：清華大學出版社,2004.
[8] HARRY L. Van Trees. Detection, Estimation, THEORY M. Part IV, optimum array processing[M]. U.S.A.：John Wiley & Sons, 2002.
[9] BIGLIERI E, PROAKIS J, Shlomo Shamai (Shitz). Fading channels: information-theoretic and communications aspects[J]. IEEE Transactions on Information Theory(S0018-9448), 1998,44(6):2619-2692.