在隔離型DC/DC應用中廣泛使用反激式" title="反激式">反激式轉換器" title="轉換器">轉換器已有多年，然而，它們卻未必是設計人員的首選。電源設計師選用反激式轉換器并不是因為它們可降低設計難度，而是迫于較低功率隔離要求的壓力，實乃不情愿之舉。由于控制環路中眾所周知的右半平面零點的原因，反激式轉換器存在穩定性問題，而且光耦合器" title="光耦合器">光耦合器的傳播延遲、老化和增益變化還會使該問題進一步復雜化。此外，反激式轉換器還需要專門花費大量的時間進行變壓器的設計，而由于可供選擇的市售變壓器品種有限且有可能需要定制變壓器，所以導致此項設計工作變得愈發復雜。不過，凌力爾特公司近期發布的LT3748隔離型反激式控制器解決了此類反激式設計的諸多難題。
新型反激式IC簡化了設計
首先，LT3748免除了增設光耦合器、副端基準電壓和電源變壓器附加第三繞組的需要，同時保持了主端與副端之間的隔離(只有一部分必須橫跨隔離勢壘)。LT3748運用了一種主端檢測方案，該方案能通過反激式變壓器主端開關節點波形來檢測輸出電壓。在開關斷開期間，輸出二極管負責向輸出端提供電流，而輸出電壓被反射至反激式變壓器的主端。開關節點電壓的數值是輸入電壓與反射輸出電壓之和 (LT3748 能夠重構)。這種輸出電壓反饋技術在整個線路電壓輸入范圍、溫度范圍以及一個 2% 至 100% 的負載范圍內實現了優于 ±5% 的總調節準確度。圖 1 示出了一款采用 LT3748 的反激式轉換器原理圖。
圖 1：采用主端輸出電壓檢測的 LT3748 反激式轉換器
LT3748 可接受一個 5V 至 100V 的輸入電壓，處于該范圍內的輸入電壓可以直接施加至 IC，而無需使用一個串聯降壓電阻器。由于具有高電壓板上 LDO 并采用 MSOP-16 封裝 (去掉了 4 個引腳以實現額外的高壓引腳間隔)，因此該器件能在高輸入電壓條件下可靠運作。另外，這款器件的板上柵極驅動器可為一個外部 NPN 電源開關供電，使得它能夠提供高達 50W 左右的功率 (其最大輸出功率取決于外部組件選擇、輸入電壓范圍和輸出電壓)。
此外，LT3748 所運用的邊界模式操作進一步簡化了系統設計，并縮減了總體轉換器的外形尺寸和占板面積。LT3748 反激式轉換器在副端電流減小至零之后立即接通其內部開關，并在開關電流達到預定電流限值時關斷。于是，它始終工作在連續導通模式 (CCM) 和不連續導通模式 (DCM) 的轉換之時，這通常被稱為邊界模式或臨界導通模式。該器件的其他特點包括可編程軟起動、可調電流限值、欠壓閉鎖和溫度補償。輸出電壓由變壓器匝數比" title="匝數比">匝數比以及兩個與 RFB 和 RREF 引腳相連的外部電阻器設定。
主端輸出電壓檢測
隔離型轉換器的輸出電壓檢測通常需要一個光耦合器和副端基準電壓。光耦合器用于通過光鏈路來傳送輸出電壓反饋信號，同時保持隔離勢壘。然而，光耦合器傳輸比會隨著溫度和老化而有所改變，從而使其準確度下降。光耦合器還引入了一個傳播延遲，進而導致較慢的瞬態響應 (因部件的不同可能是非線性的)，這還會造成一款設計在不同的電路中表現出不同的特性。也可以采用一種使用附加變壓器繞組 (用于實現電壓反饋) 的反激式設計，以代替光耦合器對反饋環路實施補償。然而，這個附加的變壓器繞組會增加變壓器的尺寸和成本。
LT3748 通過檢測變壓器主端上的輸出電壓免除了增設一個光耦合器或附加變壓器繞組的需要。如圖2所示，輸出電壓可在功率晶體管關斷期間的主端開關節點波形上準確地測量，其中的N為變壓器的匝數比，VIN為輸入電壓，而VC為最大箝位電壓。
圖 2：典型的開關節點波形
邊界模式操作縮減轉換器尺寸并改善調節性能
邊界模式控制是一種可變頻率電流模式開關方案。當內部電源開關接通時，變壓器電流增加，直至達到其預設電流限值設定點為止。SW引腳上的電壓上升至“輸出電壓/變壓器副端-主端匝數比” + “輸入電壓”。當流過二極管的副端電流減小至零時，SW引腳電壓下降至低于VIN。內部DCM比較器檢測到這一情況并重新接通開關，從而重復該循環。
邊界模式在每個周期的末端使副端電流歸零，因而使得寄生阻性壓降不會引起負載調節誤差。此外，主端反激式開關始終在零電流時接通，而且輸出二極管沒有反向恢復損耗。功率損失的這種減少使得反激式轉換器能夠在一個較高的開關頻率下運作，這反過來又縮減了變壓器的尺寸(相比于較低頻率的替代設計方案)。圖3顯示出了SW電壓和電流以及輸出二極管中的電流。
圖 3：邊界模式中的反激式轉換器波形
由于始終在二極管電流零交叉點上進行反射輸出電壓的采樣，因此負載調節性能在邊界模式操作中得到了大幅度的改善。LT3748通常可提供±3%的負載調節。
變壓器的選擇和設計考慮因素
就LT3748的成功應用而言，變壓器的規格和設計可能是最為關鍵的部分了。除了處理高頻隔離型電源變壓器設計的常見注意事項(實現低漏電感和緊密耦合)之外，還必須嚴格控制變壓器的匝數比。由于變壓器副端上的電壓是由主端上的采樣電壓推知的，因此必須嚴格控制匝數比以確保獲得一致的輸出電壓。各變壓器之間±5%的匝數比容差有可能在輸出電壓中產生超過±5%的變化。幸運的是，大多數磁性元件制造商都能夠保證±1%或更好的匝數比容差指標。
凌力爾特公司與主要的磁性元件制造商進行了合作，以生產供LT3748使用的預設計型反激式變壓器。這些變壓器一般能夠承受1500VAC的主端至副端擊穿電壓(持續時間為一分鐘)。也可以使用擊穿電壓更高的變壓器和定制變壓器。
另外，凌力爾特還提供了名為“LTspice”的免費仿真軟件。
變壓器漏電感
在電源開關斷開之后，變壓器主端或副端上的漏電感會在主端上引發一個電壓尖峰。在必須消耗更多儲能的較高負載電流條件下，該電壓尖峰將變得愈發突出。通過變壓器繞組的緊密耦合可以最大限度地減小漏電感，并可通過讀出一個變壓器繞組上的電感(使其他繞組短路)來測量漏電感。
下面圖4中示出的簡單RCD(電阻器、電容器和二極管)箝位電路可防止漏電感尖峰超過功率器件的擊穿電壓。所有的LT3748應用電路中都包括此電路，而肖特基二極管則因其快速接通時間而常常成為吸振器的最佳選擇。
圖 4：RCD 箝位電路
圖 5：LT3748 應用電路的照片 (尺寸：38mm x 19mm x 9.5mm)
圖 5 示出了一款采用LT3748的演示電路板。該電路可接受一個范圍從22V至75V的輸入電壓，并在高達2.5A的電流條件下產生一個隔離型12V輸出。
結論
盡管隔離型反激式轉換器的設計對于設計工程師來說并不簡單，但是除了采用模塊或復雜的分立式實現方案之外，如今我們有了一種替代方案。基于LT3748的電路無需光耦合器、副端基準電壓和電源變壓器的附加第三繞組，因而顯著地簡化了隔離型反激式轉換器的設計。該器件保持了主端至副端隔離