1引言
隨著功率因數校正" title="功率因數校正">功率因數校正（PFC）技術在我國的重視與應用，功率因數校正專用控制器的研究漸趨增加。考慮到CAD技術迅速發展的今天，傳統的電路設計方法發生了革命性變革。計算機仿真參與產品設計，不僅高效、安全、節省經費，還可以通過調節參數優化系統性能，在產品開發初期，計算機仿真可忽略寄生效應，避免噪聲干擾，還可簡化復雜電路。
然而國內對功率因數校正專用控制器的計算機仿真模型的研究尚不多見，為了更好地利用計算機仿真來進行高頻功率變換系統的設計，對功率因數校正專用集成電路的計算機仿真模型的研究很有必要。
目前，PFC專用集成電路有很多品種，國外的一些半導體廠商如Motorola、Unitrode、SiliconGeneral、Siemens、MicroLinear都開發生產了PFC專用集成電路。常見的有專用于升壓變換型功率因數校正專用集成電路MC34261、TDA4814、TDA4815、TDA4816、TDA4817、UC3854、ML4819等。各種產品的技術指標和性能有所不同，但其結構與功能模塊基本相同。
本文將以Unitrode公司的功率因數校正專用集成電路UC3854的主要參數進行宏模型構建并對利用所建模型構成的功率因數校正電路進行仿真。
2UC3854的結構與主要特性
圖1UC3854的總體結構框圖
2.1UC3854的組成結構
UC3854的總體結構如圖1所示，主要包括以下幾個功能模塊：電壓誤差放大器模塊，電流誤差放大器模塊，乘除法器模塊，鋸齒波" title="鋸齒波">鋸齒波發生器模塊，輸出驅動模塊，以及峰值限制比較器模塊，欠電壓過電壓保護模塊，軟起動模塊和一些數字邏輯。為了簡化模型，建模中省去欠電壓、過電壓鎖存比較器，軟起動等輔助環節。
2.2UC3854的關鍵特性
表1列出了UC3854各主要功能模塊的關鍵特性。
表2 列出了UC3854管腳說明。
3模塊宏模型的構建
3.1誤差放大器
UC3854內部有電壓誤差放大器和電流誤差放大
表1UC3854的關鍵參數
| 參數 | 測試條件 | 典型值 | 單位 |
|---|---|---|---|
| 電壓誤差放大器 | |||
| Vsense偏置電流 | －25 | nA | |
| 開環增益 | 100 | dB | |
| 輸出電壓擺幅 | 0.8～5.8 | V | |
| 短路電流 | VAOut=0 | －20 | mA |
| 電流誤差放大器 | |||
| Isense偏置 | －120 | nA | |
| 開環增益 | 110 | dB | |
| 輸出電壓擺幅 | 0.5～16 | V | |
| 短路電流 | －20 | mA | |
| 增益帶寬積 | 800 | kHz | |
| 乘法器 | |||
| 最大輸出電流 | －200 | μA | |
| 增益因子 | －1.0 | ||
| 振蕩器 | |||
| 振蕩頻率 | RSET=8.2k | 102 | kHz |
| 斜坡幅度 | 5.5 | V | |
| 輸出驅動 | |||
| 輸出高電壓 | 200mAloadonGTDrv,VCC=15V | 12.8 | V |
| 輸出低電壓 | 200mAloadonGTDrv | 1.0 | V |
圖2電壓誤差放大器原理示意圖
圖3電壓誤差放大器宏模型示意圖
表2UC3854管腳說明
| 管腳序號 | 管腳符號 | 管腳說明 |
|---|---|---|
| 1 | Gnd | 接地端，器件內部電壓均以此電壓為基準 |
| 2 | PK1MT | 峰值限定端，其閾值電壓為零伏與芯片外電流傳感電阻負端相連，有可與芯片內接基準電壓的電阻相連，使峰值電流比較器反向端電位補償至零 |
| 3 | CAOut | 電流誤差放大器的輸出端，對輸入總線電流進行傳感，并向脈寬調制器發送電流校正信號的寬帶運放輸出 |
| 4 | Isense | 電流傳感信號接至電流放大器反向輸入端，4腳電壓應高于－0.5伏（因采用二極管對地保護） |
| 5 | MultOut | 乘法放大器的輸出和電流誤差放大器的正向輸入端 |
| 6 | IAC | 乘法器" title="乘法器">乘法器前饋交流輸入端，與B端相連，6腳的設定電壓為6伏，通過外接電阻與整流橋輸出工頻總線相連，并用電阻與芯片內基準相連 |
| 7 | VAOut | 誤差電壓放大器的輸出電壓，這個信號又與乘法器A端相連，但若低于1伏乘法器便無輸出 |
| 8 | VRMS | 前饋總線電壓有效值端，與跟輸入線電壓有效值正比的電阻相連時，可對線電壓的變化進行補償 |
| 9 | VREF | 基準電壓輸出端，可對周邊電路提供10mA的驅動電流 |
| 10 | ENA | 允許比較器輸入端，不用時與＋5伏電壓相連 |
| 11 | VSENSE | 電壓誤差放大器反向輸入端，在芯片外與反饋網絡相連，或通過分壓網絡與功率因子較正器輸出相連 |
| 12 | RSET | 12腳信號與地接入不同的電阻，用來調節振蕩器的輸出和乘法器的最大輸出 |
| 13 | SS | 軟起動端，與誤差電壓放大器同相端相連 |
| 14 | CT | 接對地電容器CT，作為振蕩器定時電容 |
| 15 | VCC | 正電源閾值為10V～16V |
| 16 | GTDrv | PWM信號的圖騰輸出端，外接MOSFET管的柵極，該端電壓箝位在15V |
器，它們的基本結構類似，其差別在于電流誤差放大器對電流控制電路有特殊要求，其增益和帶寬要大于電壓誤差放大器。因此我們這里只給出電壓誤差放大器的宏模型示意圖，圖2為電壓誤差放大器的原理圖，圖3為其相應的宏模型示意圖。
在圖2中，運放的正向輸入端連接傳感電壓，反向輸入端連接到基準電壓，運放的輸出經過三極管與6.2k的電阻構成射極跟隨引出。
在圖3中，RI和CI決定了電壓誤差放大器的輸入阻抗，電壓控制電流源G1以及電容CI決定了電壓誤差放大器的增益帶寬積，通過二極管VD2和VD3以有源功率因數校正
圖4乘法器宏模型示意圖
圖5振蕩器宏模型示意圖
圖6輸出驅動模塊宏模型示意圖
圖7包含UC3854的功率因數校正電路圖
及電源Uo和UN來實現對誤差放大器輸出的箝拉。
3.2乘法器模型
乘法器的模型構建在整個集成電路的建模中非常重要，圖4給出了其宏模型的具體實現。該乘法器有三個輸入：電壓誤差放大器的輸出（EAOUT），輸入AC電流（IAC），URMS輸入。其中，IAC端輸入的是電流信號，而它的采樣是功率級的輸入電壓，這可以用一個6V的電壓源UIAC來進行電壓信號/電流信號的轉換。注意到輸出端輸出的是電流信號，該乘法器的輸出電流可用下式表示：
IMO=K×IAC(UEAOUT－1)（1）
式中：K為增益調節因子，它隨著功率級的輸入電壓URMS之變化而變化，它可以用下式表示：
K=k/U2RMS（2）
式中：k為乘法器增益常數，其典型值為1V。
圖8開關管柵級驅動脈沖波形（fS=5kHz）
圖9開關管柵級驅動脈沖波形（fS=100kHz）
3.3振蕩器模型
鋸齒波發生器的振蕩頻率和死區時間由外圍電路元件RT和CT共同決定，其工作原理在參考文獻[1]中有詳細的介紹，在此不再重述。圖5給出了鋸齒波發生器的原理示意圖。
圖5中，參考電壓，UD，RT，FCHARG共同決定了電容的充電電流，而電流源G的加入與否則受X1的控制。當X1輸出為6.3V時，開關閉合，G為12mA，電容放電；當X1輸出為1.1V時，開關斷開，G為0mA，電容充電。為了較精確地控制開關的門限電平，其中采用了數字輸入輸出器件。
3.4輸出驅動電路
圖6為輸出驅動電路的宏模型，由圖可以很容易分析出其工作的原理。其中，兩個三極管組成推挽式的輸出驅動。這是在構造宏模型時所做的簡化，輸入信號為該芯片內部邏輯輸出，對本電路來說是一個數字輸入信號。其輸出驅動信號受到箝位二極管VDCL的箝位，用以對開關管進行保護。
4仿真應用實例
為了更好地理解和利用以上所構建的宏模型，下面以該模型為核心對圖7所示功率因數校正設計電路進行仿真。
圖10輸入電壓、電流波形與輸出電壓波形
該PFC電路的技術指標如下：
最大輸出功率：200W
輸入電壓：220VAC50Hz
輸出電壓范圍：380～400V
開關頻率：fs=100kHz
仿真的結果可總結為圖8、圖9、圖10及表3。其中圖9所示為穩態情況下電流誤差放大器，鋸齒波發生器的鋸齒波，功率開關管的柵級驅動脈沖。由于開關工作頻率為100kHz所以該圖中只能看到部分波形，如果降低頻率為5kHz則可非常明顯地看出為SPWM波，如圖8所示。
圖10所示為整流后的輸入電壓波形，整流后的輸入電流波形，功率級輸出電壓波形。從該圖中可以看到，輸出電壓還是比較理想的，在保留二倍頻諧波的情況下，基本不含高次諧波。輸入電流的波形在相位上與輸入電壓基本保持同相，波形的畸變也不大。表3對不同工頻電壓情況下的功率因數作了一個總結，可以看出其功率因數有了較大的改善。
表3不同工頻電壓下的性能
| 輸出電壓 | 輸出功率 | 輸入功率 | 功率因數 | |
|---|---|---|---|---|
| Uin=180Vac | 398V | 200W | 204W | 0.98 |
| Uin=220Vac | 399V | 200W | 205W | 0.99 |
| Uin=260Vac | 400V | 200W | 206W | 0.97 |
總的說來，我們所構建的宏模型總體上是可行的,可以在實際電路設計仿真中使用。