現代感應加熱" title="感應加熱">感應加熱電源正朝著大功率,高頻化方向發展。這對現代電力電子器件來說是一個相當大的挑戰。傳統的方法是采用器件串并聯的方式,但這存在器件之間均流均壓閑難的問題,特別是當器件串并聯很多時,則需要保證精確的同步信號,以避免器件之間的環流損壞電力電子器件。但在很多情況下這很難精確保證。特別是當串并聯器件較多功率等級很大吋,信號線上延時將對器件之間的環流產生惡劣的影響,所以采用器件申并聯的方式時,器件數量、最大功率都將受到限制。基于此,一種新型的LLC拓撲被提出,它的優良特性可有效地減少逆變" title="逆變">逆變橋并聯之間的環流,通過參數設計可以均衡各橋的功率分配,降低器件的損耗,從而有效地解決了逆變橋并聯中出現的一些問題,有利于感應加熱電源多橋并聯,提高輸出功率和可靠性。
l 單機LLC分析
電壓型" title="電壓型">電壓型LLC負載拓撲如圖1所示。由圖1可知,不同之處是在以往LC并聯負載基礎上再串聯一個電感L1,L2和R為感應圈的等效電路,通常L1比L2大很多,L1參與諧振并起到隔離負載和電源,調節功率分配的作用。可見它與傳統感應加熱電源中的負載匹配變壓器作用很相似,因而可以消除造價昂貴,效率不高的高頻變壓器,使得整個裝置的體積縮小、重量減輕。LLC諧振電路阻抗表達式為
由基本的電路分析可得它有兩個諧振頻率, 一個是并聯諧振頻率f0和一個串聯諧振頻率f1
式中：Leq=L1//L2。
定義k=L1/L2,一般來說k值較大以滿足負載匹配的要求,因此f0與f1很接近。為了獲得較大功率以及控制系統設計方便,系統的理想工作點在f1。Q=L2ωo/R≈L2ω1/R為了負載的品質因數{Q》]),將k》1,Q代入式(1),則在諧振點有
由式(3)可知在ω1、點電源工仵在感性狀態以保證開關管可靠換流,且電容上電壓滯后逆變器輸出電壓90°。可以證明在ω1點為輸出功率最大值。
由式(4)可看出電感L1起到阻抗變換,功率調節作用。系統功率曲線以及阻抗特性曲線如圖2所示。
從圖2中可以看出φ(ω)在整個頻域內是非單調函數,這種特性不利于用鎖相環控制．相反θ(ω)=arg(vc/v1)卻呈單調變化特性,且在ω1點有θ(ω1)≈—90°,所以．θ(ω)可作為控制變量引入到PLL中,從而鎖定在階振點。電容上電壓最大值出現在諧振點ω1。 vc ≈v1Q/k (5)
2 感應加熱并聯模塊環流分析
LLC諧振負載最大的優點是有利于感應加熱中的多機" title="多機">多機并聯,它小需要在逆變器之間附加任何元件,即使各橋的信弓延時角度很大也能保證系統止常工作,抑制各橋之間的環流,調節各逆變器的輸出功率,多機并聯圖如圖3所示。
假設各逆變器INV1至INVn工作在理想狀態,即INV1至INVn對應相同的驅動信號" title="驅動信號">驅動信號,有相同的直流電壓vdc,則多機并聯可以等效為單機的情況,轉換等式如式(6)。
實際控制中各個模塊的驅動信號統一由控制板產生,但在傳輸信號的過程中,由于傳輸路線上的邏輯器件延遲,驅動變壓器的延遲以及工藝方面的原因可能造成模塊之間驅動信號的差異。這種延遲造成逆變器輸出電壓存在相位差,因此,研究它所產生的環流有實際意義,首先做出雙機并聯的等效電路如圖4所示。
根據式(6)選取L11=L12=2L1,由于感應加熱負載的高Q值,假定感應圈中的電量均用正弦量,則有
式中：zp為電容與感應圈并聯等效阻抗。
則有
因并聯逆變器掛在同一個電壓母線上,所以v1,v2的幅值差別很小,對環流的影響可不計。假定驅動信號延時,逆變橋1輸出電壓v1比逆變橋2輸出電壓v2超前α角度,由式(10)及式(11)可看出,I11和I12之間將有環流分量IDIFF存在,IDIFF在v1和v2之間流動卻并不流向被加熱工件,IDIFF=(v1-v2）/2zL1,由于電壓型逆變器的等效內阻抗很小,因此,若不加電感L11的話,環流將很大。特別是在高頻時,微小的驅動信號延遲都將出現很大的延遲角α,考慮電壓型逆變器工作在容性狀態下時,很容易損壞功率器件。因而在上述模塊并聯驅動信號不一致的情況下,需要考慮驅動的不同步是否會導致某個模塊工作在容性狀態下,由式(10)及式(11)可得
zL1是純感抗,由單機分析可知,在諧振點時zp是容性阻抗,顯然有φ1=arctan（v1/I11）=φ+α1 （14）
α1及α2隨α的變化曲線如圖5所式,可見在α較小時α1及α1隨α呈線形變化特性,因而由式(14)及式(15)看出α的增加將使得,v1和I11之間的相位差變大,即充分保證了逆變橋1開關的ZVS。相反v2和I12之間相位差變小,使得逆變橋2的ZVS條件惡化。即當α增大到一定數值吋,滯后的逆變橋將不能保證ZVS。所以,在設計參數時要注意選擇一定的開關角度,即滿足
在α=30°時,由圖6看出(Q／k)>4時φ-α2將小于O,逆變橋2失去ZVS的條什。圖5中α-α1-α2很小,即I11和I12幾乎同相,且由式(5)可得電容上電壓vc比逆變輸出電壓大很多,且滯后90°,因此可得
即I11和I12的幅度差別很小,這些對逆變橋的并聯非常有利。
3 仿真及實驗結果
在PSPICE中做了仿真分析,參數設計為：f=220kHz,L11=L12=2L1=51.8μH,L2=4.3H。C=0.185μF,R=0.18Ω,延時角α=30°。由圖7可以看出,I11和I12幾乎同相(圖中I11和I12均放大了10倍),且幅值差別很小,滯后橋INV2作在感性狀態。
在此基礎上試制了一臺電源,設計參數為：f=310kHz,Udc=500V,L11=L12=2L1=40μH,L2=2.1μH,C=0.1479μF,品質因數Q=10,電感之比k=9．5。開關管選擇IXFN36 N100功率MOS模塊,鎖相環為74HC4046。使得系統工作在諧振點。圖8是兩逆變器輸出電壓u1和u2波形,α≈30°。圖9是兩個逆變器輸出電流I11和I12波形,可看出兩者幅值、相位相差很小,且逆變器均保持在感性狀態,并聯系統穩定工作。圖10為超前橋輸出電壓和電流波形。圖11為滯后橋輸出電壓和電流波形。
4 結語
通過理論分析和實驗結果證明,本文提出的基于LLC新拓撲的感應加熱電源并聯,有效地減少了逆變器之間的環流,均衡了各橋的功率分配,去掉了高頻變壓器,使得效率、功率密度提高,這些優點為感應加熱模塊化發展提供了一條新途徑。