在前面的反激電源的設計中，我們闡述了反激電源的基本拓撲BUCK-BOOST電路的工作原理，并推導了BUCK-BOOST向FLYBACK拓撲的演變過程。然后我們學習了反激電源的一些關鍵參數的設計與計算。并將設計過程總結成了一個EXCEL電子表格。現在把這個電子表格提供給大家，供大家下載后驗證設計，同時體提供一個小工具用于計算波形的RMS值。
在這篇文章里，我們將把反激的設計深化、延伸。在以后的一段時間里，我將在這里和大家一起探討反激電源中的一些實用技術，比如：CRM/BCM的反激設計、QR模式的反激設計、LCD吸收替代RCD吸收、反激單級PFC等等。同時，歡迎大家積極參與討論，發表自己的觀點。
首先，我們看看常用的CRM/BCM和QR模式下的反激電源的控制IC主要有哪幾種，我先說幾個，后面請大家積極補充：
CRM/BCM：L6561，L6562，MC34262，SA7527
QR：NCP1337
首先來看CRM/BCM的工作情況。
我們都知道，CRM/BCM的反激電源是工作在變頻控制，那么工作的頻率究竟是怎么變化的呢？請看：
T為工作周期，VIN是輸入電壓，L是初級電感量，IP是初級峰值電流PIN是輸入功率，VF是反射電壓，fs是開關頻率。
從上面的關系式，我們可以看出，對于恒定電壓、恒定功率輸出的電源來說，如果忽略了效率，那么工作周期隨著輸入電壓的升高，而減小，那么就是輸入電壓增高，工作頻率增加。如果考慮效率的話，一般來說，高壓輸入的時候，效率會高一些，那么頻率也是隨著輸入電壓增加而增加的。
對于某些電源的應用場合而言，比如充電器，它的輸出電壓是變化的。那么當工作與恒流狀態的時候，輸出電壓并沒有達到正常值，就是說VF比較低，那么假如功率不變，輸入電壓不變，VF低的話，其實工作頻率是會變低的。
因為不同的頻率下，IP是不同的，那么變壓器的工作磁通量也是不同的。不確定的參數會讓設計失去控制。所以，我們設計一個CRM/BCM電源的時候，首先要確定工作頻率的變化區間，并判斷是否符合我們的要求。
那么，對于CRM/BCM的反激電源的設計是順序是：
根據輸入電壓范圍，MOS的耐壓值等參數，確定在最低輸入電壓時的占空比，反射電壓VF、RCD箝位電壓VC。
然后，設定最低工作頻率，根據輸出功率，效率，計算出初級電感量。
這樣，就可以根據上面的公式，求出在不同負載狀態下，不同輸入電壓下，開關管的工作頻率了。
注意，這個算法，只適合交流整流后帶大電解濾波的FLYBACK電路，并不適用于單級的反激PFC的設計。
對于單級PFC類型的CRM/BCM工作模式，在每個半正弦周期內的不同位置，頻率都是變化的。因為要滿足輸入電流隨著輸入電壓波形變化而變化。下面我們來分析一下這類工作模式的情況和特點，以及如何計算。
首先還是先計算一下工作周期
我們知道，對于CRM/BCM模式的反激式PFC電路來說，是峰值電流型的控制，而峰值電流的參考值是由電壓反饋和乘法器內部合成的，由于這個峰值電流的參考值和輸入的交流信號是同相位的，而PFC的電壓環的響應又是要求很慢的，那么每個開關周期的峰值電流就是和輸入交流的瞬時值成固定比例的。在這篇文章里，我們將把反激的設計深化、延伸。在以后的一段時間里，我將在這里和大家一起探討反激電源中的一些實用技術，比如：CRM/BCM的反激設計、QR模式的反激設計、LCD吸收替代RCD吸收、反激單級PFC等等。同時，歡迎大家積極參與討論，發表自己的觀點。
首先，我們看看常用的CRM/BCM和QR模式下的反激電源的控制IC主要有哪幾種，我先說幾個，后面請大家積極補充：
CRM/BCM：L6561，L6562，MC34262，SA7527
QR：NCP1337
首先來看CRM/BCM的工作情況。
我們都知道，CRM/BCM的反激電源是工作在變頻控制，那么工作的頻率究竟是怎么變化的呢？請看：
T為工作周期，VIN是輸入電壓，L是初級電感量，IP是初級峰值電流PIN是輸入功率，VF是反射電壓，fs是開關頻率。
從上面的關系式，我們可以看出，對于恒定電壓、恒定功率輸出的電源來說，如果忽略了效率，那么工作周期隨著輸入電壓的升高，而減小，那么就是輸入電壓增高，工作頻率增加。如果考慮效率的話，一般來說，高壓輸入的時候，效率會高一些，那么頻率也是隨著輸入電壓增加而增加的。
對于某些電源的應用場合而言，比如充電器，它的輸出電壓是變化的。那么當工作與恒流狀態的時候，輸出電壓并沒有達到正常值，就是說VF比較低，那么假如功率不變，輸入電壓不變，VF低的話，其實工作頻率是會變低的。
因為不同的頻率下，IP是不同的，那么變壓器的工作磁通量也是不同的。不確定的參數會讓設計失去控制。所以，我們設計一個CRM/BCM電源的時候，首先要確定工作頻率的變化區間，并判斷是否符合我們的要求。
那么，對于CRM/BCM的反激電源的設計是順序是：
根據輸入電壓范圍，MOS的耐壓值等參數，確定在最低輸入電壓時的占空比，反射電壓VF、RCD箝位電壓VC。
然后，設定最低工作頻率，根據輸出功率，效率，計算出初級電感量。
這樣，就可以根據上面的公式，求出在不同負載狀態下，不同輸入電壓下，開關管的工作頻率了。
注意，這個算法，只適合交流整流后帶大電解濾波的FLYBACK電路，并不適用于單級的反激PFC的設計。
對于單級PFC類型的CRM/BCM工作模式，在每個半正弦周期內的不同位置，頻率都是變化的。因為要滿足輸入電流隨著輸入電壓波形變化而變化。下面我們來分析一下這類工作模式的情況和特點，以及如何計算。
首先還是先計算一下工作周期
我們知道，對于CRM/BCM模式的反激式PFC電路來說，是峰值電流型的控制，而峰值電流的參考值是由電壓反饋和乘法器內部合成的，由于這個峰值電流的參考值和輸入的交流信號是同相位的，而PFC的電壓環的響應又是要求很慢的，那么每個開關周期的峰值電流就是和輸入交流的瞬時值成固定比例的。故而在每個半正弦波的周期中，TON是不變的。
VF是反射電壓。
由這個公式可以知道，當輸入輸出條件不變的時候。在半個正弦周期內，頻率的最低點在正弦波的峰值處。
而當輸出不變的時候，輸入電壓升高時，從T的表達式可以看出來，T會縮短，那么工作頻率會升高。
這就是說，對于CRM/BCM的反激PFC電路來說，工作的最低頻率是在最低輸入電壓的半正弦波的最高處。
在這里，我們需要定義一個參數：
KV=VINPK/VF
由于CRM/BCM的反激式PFC與CRM/BCM式BOOST型PFC是不一樣的。具體區別就在于，MOS關斷期間，CRM/BCM式的BOOST型PFC的輸入電流不會斷，只不過電感電流逐漸降到零，然后開啟下一個周期。這個過程中，輸入依然向后繼饋能。但反激式就不一樣了。MOS關斷時，初級電流也就關斷了。初級不向輸出饋能。輸出能量是變壓器儲能的釋放。如果KV值越小，說明反射電壓VF越高，那么工作占空比大，輸入電流畸變小，輸入端的電流濾波后的平滑電流波形就越接近正弦波。
所以呢，在可能的情況下，比如，MOS的耐壓夠高，我們把VF取高一些將有助于提高PF值，降低THD。
有了上面關于開關周期的計算，有了VF的設計考慮，該是把輸入功率PIN和輸入電壓、電流等參數建立關聯的時候了。
我們知道，VINPK是由輸入電壓知道的。KV是根據MOS的耐壓和占空比可以知道的。最大占空比是在最低輸入電壓的峰值處的。那么根據輸入功率PIN就可以計算出峰值電流IPK，然后就可以根據AP法，求出AP值，選擇合適的磁芯，再計算出初級匝數等。和通常的反激計算已經沒有什么大的區別了
有了F1(x)，F2(x)，F3(x)，三個方程，我們可以計算初級的電流有效值和次級的電流有效值等，方便選擇合適的線徑。具體的推導過程，可以參考ST公司的L6561的應用文檔。這里就僅僅給出結果吧：
這次讓我們看看采用LCD無損吸收的反激電路。先看一下帶有傳統的RCD的反激電路：
在這個電路中，根據EXCEL表格里的計算，我們知道。一般情況下，RCD箝位電路耗散能量是比漏感能量還要大的。而變壓器是不可能沒有漏感的。于是，為了降低漏感與RCD造成的損耗，人們提出了一種LCD的無損吸收網絡。見下圖：
從圖中可以看到，這個LCD吸收網絡，同樣可以有效吸收因漏感造成的電壓過沖問題。同時，由于LCD網絡沒有電阻，不會產生功率損耗。效率會比采用RCD吸收網絡的好一些。