近年來以微電子學和計算機技術為基礎的信息技術飛速發展，超聲無損檢測儀器也得到了前所未有的發展動力，為了提高檢測的可靠性和提高檢測效率，研制數字化、智能化、自動化、圖像化的超聲儀是當今無損檢測領域發展的一個重要趨勢。而傳統的超聲波檢測" title="超聲波檢測">超聲波檢測儀存在準確性差、精度低、體積大、功耗大、人機界面不友好等問題。而超聲波發射與控制電路正是在一種基于ARM" title="ARM">ARM的超聲波檢測系統的基礎上，以ARM微控制器為核心，使用C語言編程，方便地實現了發射頻率與激勵電壓脈沖幅度的調節。
1 超聲波檢測系統的總體設計結構
基于ARM超聲波檢測系統的總體結構框圖，如圖1所示。該系統主要由3部分組成：超聲波前端發射接收電路、DSP和ARM處理器。
超聲波前端發射電路負責產生激勵脈沖電壓和重復頻率可調的超聲波。接收電路首先將反射回來的微弱信號經放大、濾波等電路處理，然后通過A/D轉換電路對信號進行采集并將采集的信號經數據緩沖FIF0送入DSP。
DSP接收由A/D轉換器經FIF0緩沖后的數據，主要完成計算結構復雜的信號處理算法，提高超聲探傷儀器的精度和數據處理能力。
ARM處理器主要完成兩部分功能：一是控制功能，調節激勵脈沖的寬度和重復頻率以及放大電路的放大倍數;二是實現信號的實時顯示、存儲以及和外部的通信等功能。ARM微處理器采用基于ARM920T的16/32位RISC微處理器S3C2440A。其內核頻率最高為400 MHz，功耗低，體積小，集成外設多，數據處理能力好，因而可廣泛應用于手持設備等。
2 超聲波發射電路
根據被測件的材料、厚度等不同條件，所需的相應超聲波探頭的頻率、發射電壓也不同。發射的超聲波頻率一般為幾MHz，高壓激勵脈沖一般為幾十到幾百伏，脈沖的上升時間不超過100 ns。根據頻譜分析，激勵脈沖寬度探頭頻率之間存在著最佳關系式，當脈沖寬度滿足這一關系式時，接收探頭的接收信號質量最好。該關系式即為：
式中，f0為探頭頻率，2a為脈沖寬度。本設計所選探頭頻率為2.5 MHz，由式(1)確定的脈沖寬度為600 ns，所以放電時間應盡量控制在600 ns。
超聲波探傷法的種類很多，實際運用中，大部分選用脈沖反射法，其發射電路多選用非調諧式，超聲波發射電路如圖2所示。電路由可調高壓電源、電阻R1和R2、能量存儲電容C、絕緣柵型雙極晶體管(IGBT)VQ、快速恢復型二極管VD1、VD2和探頭組成，設二極管等效電阻為R3，開關等效電阻為R4。ARM微處理器的PWM" title="PWM">PWM模塊產生頻率和占空比可調的脈沖，經IGBT的驅動和保護電路后送入開關管VQ的柵極形成控制脈沖V1。當V1為負脈沖時，IGBT關斷，高壓電源通過R1、VD2對電容C充電，充電時間常數為τ1=C(R1+R3)。當t>5τ1時，認為電容C充滿。當V1為正脈沖時，IGBT開通，電容C通過開關管VQ、R2和二極管VD1對探頭放電，放電時間常數為τl=C(R2+R3+R4)。超聲波探頭收到高壓負脈沖的激勵后便產生一定頻率的超聲波。
電路中元件作用：
1)電阻R1用來限制充電時高壓電源對電容C的充電電流，即起到限流作用，并減小發射單元工作時對電源的影響，從這點考慮，要求電阻R1阻值越大越好。另一方面，電路的重復頻率f較高，為了使電容C在觸發前能充滿電，就必須滿足CR1<1/5f。所以要選擇合適的電阻R1的阻值。
2)電阻R2有2個作用：一是調節放電時間和發射功率，二是作為阻尼電阻，調節超聲脈沖寬度。R2的阻值越小，發射功率越小，發射脈沖越窄;R2阻值越大，發射功率越大，發射脈沖越寬。
3)快速恢復型二極管Vd1、Vd2濾去充電脈沖，使A點只有放電時的負電壓激勵脈沖。
充電時，電流i與電壓UR的關系式如式(2)～式(3)所示。
所研制的電路板可激發探頭產生0.5～10 MHz的超聲波，激勵脈沖電壓最高可達830 V，脈沖的上升時間小于50 ns。
3 基于ARM的PWM脈沖的產生
ARM嵌入式處理器是具有極低功耗、極低成本的高性能處理器，運算速度快、精度高，而且便于實時操作系統的移植，真正成為實時多任務系統。S3C2440A內嵌PWM脈沖模塊含4通道16位定時器，占空比、頻率、極性可編程，且具有自動重載和雙緩沖功能。主頻FCLK最高達400M-Hz，APB總線設備使用的PCLK最高達68 MHz。具體過程為：首先，開啟自動重載功能，對PWM脈沖的各個參數通過PWM寄存器進行設置，如定時器配置寄存器(TCFGn)，定時器控制寄存器(TCON)，定時器計數緩存寄存器(TCNTBn)，定時器比較緩存寄存器(TCMPBn)，定時器計數觀察計數器(TCNTOn)等的設置。其次，設置相應定時器的手動更新位，然后設置開始位，在等待時間后定時器開始倒計數，當TCNTn和TCMPn的值相同時，TOUTn的邏輯電平由低變為高。當TCNTn為0，TCNTn用TCNTBn的值自動重載。如果要重新設置TCNTn的初始值，則要執行手動更新。
通過使用TCMPBn來執行PWM功能，PWM的頻率由TCNTBn來決定。雙緩沖功能允許對下個PWM周期在當前PWM周期任意時間點由ISR或其他程序改寫TCMPBn。
4 高壓電源及其控制
超聲波發射電路對激勵電壓脈沖要求較高，需要一定的幅值，而且脈沖寬度要求越小越好，且須有一定的發射功率，這決定了超聲波探傷的靈敏度，還關系到工件探傷的深度。如果要穿透較厚的工件，就需將較大的電功率轉換成聲功率。發射功率為：
式中，uA0為電容放電時的瞬間電壓，C為電容容量，t為放電時間，
為有效功率。
當放電時間常數確定后，放電時間和C即確定。所以加大發射電壓是提高發射功率的主要途徑，由放電電壓公式可知，除電路中的各個電阻影響外，高壓電源的電壓是一個主要因素。但電壓又不能太高，否則會使壓電晶片加速老化。一般發射電壓不超過1 800 V。
這里采用美國Ultravoh公司的高壓電源模塊。其中“V”系列的型號為1V12-P0.4電源模塊，能完全滿足該設計的需求，其輸入電壓為12 V，輸出電壓為0～1 000 V，控制電壓為0～5 V，功率為0.4 W。低功耗、體積小、重量輕，并帶有輸出電壓監測和自保護電路。高壓電源控制電路如圖3所示。
ARM微處理器輸出的控制信號經D/A轉換后可輸出0～5 V的控制信號V2，相應的高壓電源模塊即可輸出0～1 000 V的電壓。
5 仿真及分析
為驗證本設計是否能滿足實驗的需要，對電路進行軟件仿真。因為t=5τ1，約為500μs時認為充電電容充滿，所以把開關頻率設置為1kH-z。仿真結果如圖4和圖5所示。
圖4中，高壓電源輸出為725V，R1=10 kΩ，R2=100 Ω，C=0.01μF，得到的激勵脈沖約為600 V，寬度為600 ns。此脈沖滿足本設計中超聲波頻率為2.5 MHz時，探頭對激勵脈沖寬度的要求。
圖5中，當高壓電源輸出最大為1 000 V，R1=10 kΩ，R2=100 Ω，C=0.01μF時，得到的激勵脈沖約為830 V，寬度為600 ns。
由于帶充電電阻器的高壓直流電源效率不是很高，所以激勵脈沖的電壓也不能達到高壓電源的電壓。通過ARM微處理器發射不同頻率和占空比的控制脈沖，可以控制發射電路發射寬度和重復頻率可調的激勵脈沖。
6 結論
通過對發射電路工作原理以及各個元件作用的分析，得出了各個元件對超聲波所起的不同作用，以及ARM的PWM模塊如何對激勵脈沖寬度和重復頻率進行調制。經驗證。該電路發射的超聲波功率、脈沖寬度和重復頻率均可調。能滿足多種檢測需求。