O 引言
隨著電網(wǎng)諧波治理技術(shù)的發(fā)展，有源濾波(APF)成為治理諧波的有效手段。APF準(zhǔn)確及時(shí)補(bǔ)償諧波的關(guān)鍵是必須通過(guò)某種檢測(cè)方法快速、準(zhǔn)確地獲得負(fù)載電流諧波信號(hào)，進(jìn)而產(chǎn)生補(bǔ)償信號(hào)以抵消電源中的諧波，達(dá)到諧波補(bǔ)償?shù)哪康摹Ｄ壳爸饕谢贔FT的檢測(cè)方法、小波變換提取基波分量的方法、自適應(yīng)電流檢測(cè)方法、基于瞬時(shí)無(wú)功功率理論的p—q法和ip一iq法。基于FFT的檢測(cè)方法檢測(cè)精度高，實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，但實(shí)時(shí)性不好；小波變換提取基波分量的方法非常適合突變信號(hào)的分析和處理，但由于難于構(gòu)造分頻嚴(yán)格能量集中的小波，其檢測(cè)精度有待改善；自適應(yīng)電流檢測(cè)方法自適應(yīng)能力好，能較好地跟蹤檢測(cè)且精度較高，其缺點(diǎn)是動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度慢；基于瞬時(shí)無(wú)功功率理論的ip一iq諧波電流檢測(cè)方法具有較好的實(shí)時(shí)性，不論在電壓畸變時(shí)還是在三相電壓不對(duì)稱時(shí)，它都能準(zhǔn)確完成對(duì)諧波電流的檢測(cè)。由于傳統(tǒng)濾波器檢測(cè)時(shí)跟蹤時(shí)間較長(zhǎng)，采用傳統(tǒng)濾波器檢測(cè)系統(tǒng)最短的跟蹤時(shí)間也要一個(gè)基波周期以上。本研究基于三相電路瞬時(shí)無(wú)功功率理論的ip一 iq法，提出了一種改進(jìn)的ip一iq諧波數(shù)字檢測(cè)方法，該方法是利用電流平均值原理得到與基波分量對(duì)應(yīng)的直流量，具有較快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度，對(duì)于三相平衡負(fù)載補(bǔ)償時(shí)響應(yīng)時(shí)問(wèn)只有1／6個(gè)基波周期。并用MATLAB仿真軟件建立諧波檢測(cè)的數(shù)字檢測(cè)模型。
l 基于瞬時(shí)無(wú)功功率理論的諧波檢測(cè)電流原理
該檢測(cè)方法原理圖如圖l所示，該方法用鎖相環(huán)和正、余弦信號(hào)發(fā)生電路得到與a相電網(wǎng)電壓ea同相位的正弦信號(hào)sinωt和對(duì)應(yīng)的余弦信號(hào)一cosωt，根據(jù)定義可以從iα一iβ，計(jì)算出ip一iq，經(jīng)LPF濾波得到ip一iq的直流分量ip一iq。由ip一iq即可計(jì)算出三相基波電流iaf、ibf、 icf，進(jìn)而計(jì)算出三相諧波電流iab、ibb、icb。
若三相電流對(duì)稱，則被檢測(cè)電流為式(4)。式中的ω為角頻率，ikm和θk為電流的幅值和初相。式(4)代入(1)得到式(5)。ip一iq運(yùn)算方式克服了三相電壓非正弦、非對(duì)稱情況下檢測(cè)誤差較大的缺點(diǎn)，可以準(zhǔn)確檢測(cè)到三相電路高次諧波和基波負(fù)序電流。
2 電流平均值法的基本原理
傳統(tǒng)的ip-iq法構(gòu)造了以同步速度旋轉(zhuǎn)的具有兩個(gè)正交軸的坐標(biāo)系，獲得瞬時(shí)電流兩相分量，通過(guò)LPF濾波得到與電流基波分量對(duì)應(yīng)的直流量。電流平均法也是以同步變換為基礎(chǔ)的，不過(guò)是將LPF用計(jì)算電流平均值的模塊代替。由式(4)可知，在同步變換后，6i+1，6i+5次諧波將變成6i，6i+4次 (i=1，2，3，4…)，每個(gè)奇次諧波在經(jīng)過(guò)T／6區(qū)間積分后變成零值。所以可以通過(guò)求ip一iq電流在T／6區(qū)間積分后的平均值，來(lái)得到基波分量對(duì)應(yīng)的直流量，當(dāng)負(fù)載電流不對(duì)稱時(shí)，電流含有偶次諧波，同步變換后諧波將成為三的倍數(shù)，積分區(qū)間應(yīng)改為T(mén)／3，T為基波周期。電流平均值模塊可由連續(xù)系統(tǒng)模塊庫(kù)中的積分器，固定時(shí)間延遲及信號(hào)增益模塊構(gòu)成。電流平均值原理設(shè)計(jì)的模型的原理如圖2所示。
3 仿真模型建立
1)仿真結(jié)構(gòu)圖
本系統(tǒng)的仿真是在MATLAB 7．0軟件包的simulink工具箱下實(shí)現(xiàn)的。根據(jù)ip一iq算法原理設(shè)計(jì)諧波檢測(cè)模型主要包括了兩部分，即諧波源的設(shè)計(jì)和諧波檢測(cè)算法的實(shí)現(xiàn)。為了比較傳統(tǒng)型與改進(jìn)型檢測(cè)方法的檢測(cè)精度，借助于MATLAB分別對(duì)它們作了仿真。仿真結(jié)構(gòu)，如圖3所示。現(xiàn)實(shí)中非線性負(fù)載是電網(wǎng)中主要的諧波源。其中最具有代表性的諧波源是直流側(cè)帶感性負(fù)載的二極管整流橋或三相可控硅整流橋，這類負(fù)載在電網(wǎng)中應(yīng)用較為廣泛，而且產(chǎn)生的諧波含量也較大。因此，本文仿真模型采用三相橋式整流負(fù)載作為諧波源進(jìn)行建模，具有代表性，如圖4所示。仿真條件為
電源相電壓：220／50Hz
非線性負(fù)載：三相橋式整流負(fù)載
直流側(cè)負(fù)載：50Ω
線路電感Ls：2mH
2)仿真結(jié)果及分析
傳統(tǒng)方法中濾波器采用的是25Hz截止頻率的2階Butterworth低通濾波器。由圖5(a)看到由于低通濾波器環(huán)節(jié)的影響，基波延遲約一個(gè)電網(wǎng)周期 (0．02s)，若濾波器的階數(shù)增加，延遲時(shí)間還要增加．相對(duì)于圖5(b)其延遲約T／3個(gè)電網(wǎng)周期。而諧波電流檢測(cè)的過(guò)渡時(shí)間約需要一個(gè)電網(wǎng)周期的時(shí)間才能跟蹤上負(fù)載的變化如圖6(a)所示。圖6(b)是采用電流平均值法得到的諧波電流，從圖6的比較中可以明顯的可以看出采用電流平均值法的模型在檢測(cè)諧波電流的時(shí)候在實(shí)時(shí)響應(yīng)上優(yōu)于傳統(tǒng)濾波器，可以快速的跟蹤上負(fù)載的變化。從圖7的頻譜分析中可以看出采用電流平均值法，雖然在快速跟蹤負(fù)載響應(yīng)上優(yōu)于傳統(tǒng)方法，但它的畸變率THD=45．00%要高于傳統(tǒng)方法的THD=35．08%，因此仍然難以同時(shí)滿足在諧波檢測(cè)中的高精確性和快速實(shí)時(shí)響應(yīng)。
4 結(jié)束語(yǔ)
本文以諧波電流檢測(cè)的平均值法為基礎(chǔ)，對(duì)simulink下如何構(gòu)建諧波檢測(cè)仿真模型做了闡述，并進(jìn)行了仿真。歸納起來(lái)，本文介紹的改進(jìn)濾波器型的諧波電流檢測(cè)方法具有以下優(yōu)點(diǎn)：
(1)檢測(cè)方法易實(shí)現(xiàn)。
(2)適用于單相、三相三線、三相四線電路和三相不平衡負(fù)載電路。
(3)改進(jìn)濾波器型的諧波電流檢測(cè)方法響應(yīng)速度快，檢測(cè)延時(shí)小。對(duì)于對(duì)稱三相電流，檢測(cè)延時(shí)為T(mén)／6。對(duì)于單相、三相四線電路和三相不平衡負(fù)載電路，檢測(cè)延時(shí)為5T／6。
(4)三相負(fù)載電流不對(duì)稱時(shí)，傳統(tǒng)的ip一iq運(yùn)算方式用于分離出基波正序電流分量，對(duì)于無(wú)功分量不能精確分離。而改進(jìn)型方法仍然可以快速準(zhǔn)確地檢測(cè)出每一相的諧波和無(wú)功電流。